也許便攜式電源設計工程師所面臨的最大挑戰在于向現代高性能CPU供電。最近，CPU供電電流每兩年翻一倍。事實上，當今的便攜式內核電源要求電流達到 40A，電壓在0.9V至1.75V之間。但一方面電流要求持續增加，提供電源的可用空間卻沒有加大，這一實事將熱設計推到難以超越的極限。

計算功率耗散

要確定一個MOSFET場效應管是否適于某一特定應用，需要對其功率耗散進行計算。耗散主要包括阻抗耗散和開關耗散：PDDEVICETOTAL=PDRESISTIVE+PDSWITCHING

由于MOSFET的功率耗散很大程度上取決于其導通電阻(RDS(ON))，計算RDS(ON)看似是一個很好的著手之處。但MOSFET的導通電阻取決于結溫TJ。返過來，TJ又取決于MOSFET中的功率放大器耗散和MOSFET的熱阻(ΘJA)。這樣，很難確定空間從何處著手。由于在功率耗散計算中的幾個條件相互依賴，確定其數值時需要迭代過程(圖1)。

這一過程從首先假設各MOSFET的結溫開始，同樣的過程對于每個MOSFET單獨進行。MOSFET的功率耗散和允許的環境溫度都要計算。

中，RDS(ON)SPEC為用于計算的MOSFET導通電阻，而TSPEC為得到RDS(ON)SPEC的溫度。如下描述，用計算得到的RDS(ON) HOT確定MOSFET和同步整流器的功率耗散。討論計算各MOSFET在假定裸片溫度的功率耗散的段落之后，是對完成此迭代過程所需其他步驟的描述。

開關MOSFET的耗散

開關MOSFET電阻損耗的計算與同步整流器的計算相仿，采用其(不同的)負載系數和RDS(ON) HOT ：PDRESISTIVE=[ILOAD2×RDS(ON) HOT]×(VOUT/VIN)

由于它依賴于許多難以定量且通常不在規格參數范圍、對開關產生影響的因素，開關MOSFET的開關損耗計算較為困難。在下面的公式中采用粗略的近似值作為評估一個MOSFET的第一步，并在以后在實驗室內對其性能進行驗證：PDSWITCHING=(CRSS×VIN2×fSW×ILOAD)/IGATE

其中CRSS為MOSFET的反向轉換電容(一個性能參數)，fSW為開關頻率，而IGATE為MOSFET的啟動閾值處(柵極充電曲線平直部分的VGS)的MOSFET柵極驅動的吸收電流和的源極電流。

一旦根據成本(MOSFET的成本是它所屬于那一代產品的非常重要的功能)將選擇范圍縮小到特定的某一代MOSFET，那一代產品中功率耗散最小的就是具有相等電阻損耗和開關損耗的型號。若采用更小(更快)的器件，則電阻損耗的增加幅度大于開關損耗的減小幅度；而采用更大(RDS(ON)低)的器件中，則開關損耗的增加幅度大于電阻損耗的減小幅度。

如果VIN是變化的，必須同時計算在VIN(MAX)和VIN(MIN)處的開關MOSFET的功率耗散。MOSFET最壞情況下功率耗散將出現在最小或最大輸入電壓處。耗散為兩個函數的和：在VIN(MIN) (較高的負載系數)處達到最大的電阻耗散，和在VIN(MAX)(由于VIN2的影響)處達到最大的開關耗散。最理想的選擇略等于在VIN極值的耗散，它平衡了VIN范圍內的電阻耗散和開關耗散。

如果在VIN(MIN)處的耗散明顯較高，電阻損耗為主。在這種情況下，可以考慮采用較大的開關MOSFET，或并聯多個以達到較低的RDS(ON)值。但如果在VIN(MAX)處的耗散明顯較高，則可以考慮減小開關MOSFET的尺寸(如果采用多個器件，或者可以去掉MOSFET)以使其可以更快地開關。

如果所述電阻和開關損耗平衡但還是太高，有幾個處理方式：

改變題目設定。例如，重新設定輸入電壓范圍;改變開關頻率，可以降低開關損耗，且可能使更大、更低的RDS(ON)值的開關MOSFET成為可能；增大柵極驅動電流，降低開關損耗。MOSFET自身最終限制了柵極驅動電流的內部柵極電阻，實際上局限了這一方案；采用可以更快同時開關并具有更低RDS(ON)值和更低的柵極電阻的改進的MOSFET技術。

由于元器件選擇數量范圍所限，超出某一特定點對MOSFET尺寸進行精確調整也許不太可能，其底線在于MOSFET在最壞情況下的功率必須得以耗散。

熱阻

再參考圖1說明，確定是否正確選擇了用于同步整流器和開關MOSFET的MOSFET迭代過程的下一個步驟。這一步驟計算每個MOSFET的環境空氣溫度，它可能導致達到假設的MOSFET結溫。為此，首先要確定每個MOSFET的結與環境間的熱阻(ΘJA)。

提高假設的TJ(HOT)(HOT，但不要超過數據參數頁給出的最大值;通過選擇更合適的MOSFET，降低MOSFET功率耗散;或者，通過加大空氣流動或MOSFET周圍的銅散熱片面積降低ΘJA。

然后重新計算。采用電子數據表以簡化確定可接受的設計所要求的典型的多重迭代。

設計實例

圖3所示CPU內核電源在40A提供1.3V。兩個同樣的20A電源在300kHz運行，提供40A輸出電源。MAX1718主控制器驅動一個，而MAX1897從控制器驅動另一個。該電源輸入范圍在8～20V之間，指定封裝的最高工組作環境溫度60°C。

同步整流器包括兩個并聯的IRF7822MOSFET，在室溫條件下組合的最大RDS(ON)為3.25mΩ，而假設TJ(HOT)為115°C時約為4.7mΩ。最大負載系數94%，20A負載電流和4.7mΩ最大RDS(ON)，并聯MOSFET的耗散約為1.8W。提供2平方英寸的銅片以進行散熱，總ΘJA約為31°C/W。組合MOSFET的溫度上升約為55°C，所以此設計將在60°左右的環境溫度工作。

熱能管理是大功率便攜設計中最困難的方面之一，它使上述的迭代過程成為必需。雖然這一過程使板設計者已經接近于最終設計，但還是必須通過實驗室工作最終確定設計過程是否準確。在實驗室中計算MOSFET的熱能特性、確何其散熱通道并檢查計算結果，有助于確保可靠的熱設計。