這個問題講幾年都講不完,還是要實踐的.
DCM:完全能量轉換,Ton儲能,Toff全部轉移到輸出端.所需感量小,變壓器小,但是AC繞組損耗大,鐵心損耗大.由于高RMS電流,MOSFET損耗加大,輸出端電容也應該加大,推薦高電壓小電流使用.
CCM:不完全能量轉換,一部分能量在Toff末期保留到下一個Ton開始.元器件溫升低,輸出功率大.推薦低壓大電流使用.
總的來說,反激功率最好不要超過150W.我做過180W的反激,差點被累死.
另外,EMI問題一只是電源領域一個比較棘手的問題,分傳導和輻射以及其它10多項,這個帖子一時也是講不完的.
至于效率,個人認為反激做到85%已經很不錯了.除非同步整流,用低Rds的MOSFET,增加母線高壓電容容量,加強變壓器制作工藝減少漏感,增大分壓電阻的阻值,減小熱敏電阻的阻值.

謝謝greatcn兄的回復
我們的電源大概三四十瓦,但是其變壓器比較燙,我們用的是平面變壓器,按理說,漏感應該比較小,但是就覺得效率不高,聽說反激式變壓器必須要加吸收電路,不知道其電容,電阻還有二極管參數怎么確定

你用的是平面變壓器?你的產品是低壓輸入的嗎?

我不知道你是AC-DC-DC還是純粹的DC-DC.
若是后者,效率是可以做的很高的.甚至我見過牛人做到超過90%,但是是國外的同事做的,當然成本比較高.
另外,變壓器發燙,也就是溫升高有很多原因,常見的有余量不足,銅損大,這一點在I值大的時候尤其突出,而且與散熱的方式有很大的關系.
平面變壓器的有點是不言而喻的,但是價格比較高.
反激不一定要加吸收回路.我很少在電路中加吸收回路,因為吸收回路對電源效率有很大影響,再者,增加了成本.不過,對EMI要求比較嚴格的時候,還是可以加上去的.關于吸收回路的算法我傳一個文件給你.希望對你有用.1157284708.pdf

1157284856.pdf
這個比較專業一點,也可以作為參考.

來一個更專業的,老外寫的.1157285227.pdf

都不能下載啊,能傳到油箱嗎?xcym1981@163.com 萬分感謝!

greatcn大俠,下載不了啊,可以發到我的郵箱里嗎?songshikuan@163.com 謝謝!

greatcn兄 能否上傳其它格式的啊
PDF格式的網博無法下載啊
謝了

已發,請查收.

請兄臺發一份給我
sealand_1981@sina.com
多謝

已發,請查收.

xiexie

greatcn兄,能發我一份不,萬分感謝,我的郵箱是baobo8413190@yahoo.com.cn

greatcn老師,能給我發一份資料嗎?gxin2003@163.com

greatcn老師,能否請問你一個問題,單端反激電源的工作頻率如果未做要求,那么一般來說,是工作在60kc以上好呢,還是工作在20-30kc 左右好呢?所謂好是指對變壓器的工作點和mos功率器件工作點好,我是初學者,問的問題可能挺幼稚的,煩請老師不吝賜教,謝謝!

這個要看芯片.
如果用傳統的3842或者3843,那么,頻率是可以通過調節那個R,C獲得不同的頻率的.
但是TOP SWITCH就是定頻率的,66KHZ或者132KHZ.
頻率越高,變壓器可以做的越小,這是優點,但是,帶來的EMI可能比較難處理一些.
對于MOSFET,它可以工作在相當高的頻率.
變壓器的工作點,如果指的是反激的話,要求溫升不高,最苛刻的條件下不飽和.另外,漏感要控制在原邊電感值的5%以下為好,這就要看變壓器廠商的工藝和材質了.不然的話,由于漏感太大,關斷的時候造成的尖峰,可以將MOSFET擊穿破壞.這個漏感還是越小越好.所以,為了減小漏感,一般采用三明治繞法,也就是原邊放在最里面,繞一半,再繞副邊,絕緣之后,再繞原邊的另外一半,但是,這樣也帶來其他的問題,那就是原邊副邊的電容增大了.那么,這些雜散的電容也會帶來很多問題.
凡事有利弊,要綜合權衡一下.
不過按照我個人的喜好,我喜歡工作頻率更高一些.環路設計就更有挑戰性.

http://bbs.dianyuan.com/topic/109424
我在此貼中有一些詳細的論述.可以作一個參考.

謝謝greatcn兄的指點,看來我們在電源效率上面還有很多事情要做啊,不過有像greatcn這樣的高手指點,我們可以少走很多彎路.麻煩greatcn大哥能不能發一下前面那三篇文章,感激不盡!!郵箱為xinyao1358@163.com

我們的電源是純DC—DC的,效率估計就在80%左右吧,所以聽了greatcn兄所說這種電路能達到90%,我覺得我們提高的余地還是很大的 ,不過要走的路也是很長的

下不了
老兄給我也發一份吧
郵箱是gabriel114@126.com
先謝謝了!

如果DC-DC效率在80%的話稍微有點偏低.
如果想提高的話,可以在以下幾個方面下手:
1.輸入端直流母線上的電容加大,最好是多個并聯,降低ESR值.
2.加強變壓器制作工藝,減小漏感.
3.增大輸出端分壓取樣電阻的阻值.
4.增大LED供電電阻的阻止,假設有LED指示的話.
另外,適當提高占空比,可以使得原邊I減小,直接減小銅損.
5.取消吸收電路.但是,這樣就要采用更高耐壓值的MOSFET,成本會高一些.
6.減小反射電壓.
7.采用Rds值更小的MOSFET
8.降低開關頻率.
認真的調節反饋環路,直到得到滿意的效果.

greatcn,郵件已收到,真的非常感謝!
我們的效率是偏低了,greatcn兄,我有點不明白輸入母線的電容是指的旁路電容嗎?我們分別用了0.1Uf和10Uf的電容并聯,他們對效率的提高也會有影響?不大明白哦. 一直以來我總覺得影響效率的關鍵是變壓器和MOSFET, 變壓器我們用的是平面的,MOSFET穩定工作時通過的電流3A多,Rds=19毫歐,工作頻率大概280Khz

母線我一般指的是經過整流出來之后的兩根線.這個時候出來的波形如果什么都不加一般叫饅頭波,這個是大家都知道的,加上電容之后,當然,多并聯幾個高壓電解電容,這個直流就會平滑很多.另外根據我這么多年的經驗,只要是整流器件出來的地方或者有二極管的地方(整流橋就是4個二極管封裝在一起嘛),個人建議加上1~2個10nF~100nF的陶瓷電容,倒不是為了減小紋波,而是減小二極管反向恢復的時候的高頻成分.然后再并聯一些電解電容,減小ESR值.因為,電容充放電的時候,嚴格的說,是有內阻,或者說是有ESR的,多并幾個,這個電阻就盡量小,效率會有提升,對電源的品質也有提升,但是,凡事有利弊,成本上升了,尤其是母線上的電壓一般比較高,這個時候的電容耐壓值都在400VDC以上,價格有點高.
旁路電容是濾除高頻成分的小電容,一般為陶瓷電容.http://www.ednchina.com/BBS/ShowTopic.aspx?id=11119可以作為參考.

關注中

同一時間里,電流不會同時在變壓器的原邊繞組和副邊繞組中流動.實際上,我們可以看看反激變換的波形,原邊電流和副邊電流都是不連續的.那為何還分為連續模式和斷續模式呢?實際上,在反激變換的電源中,連續與不連續狀態,完全取決于整個開關周期中,變壓器鐵心中的磁場是否是連續的,實際上,再簡單一點說,反激變換電源是一個隔離型反向升壓變換器,它的連續狀態或者非連續狀態由電感器中的電流連續性來確定.在連續狀態下,原邊與副邊繞組始終有一個繞組電流不為0,非連續狀態,在一個周期中,有一段時間,原邊繞組與副邊繞組中電流為0,這個時候負載的電流是由電容來提供的.
這可能是理解反激變換比較好的一種方式.

DCM下,有一個較高的電流峰值,還有一個脈動電流Ir與峰值電流Ip的比值Krp.
CCM下,峰值電流比較低,Krp小于1但是大于0.4,,一般取值0.6,Krp反比于原邊繞組的電感量,所以CCM下峰值電流雖然低但是原邊電感量高,但是,高也有個上線,相當于DCM下原邊電感量的4倍.這是由于峰值電流與Krp造成的一些差異.
DCM下所需要的原邊電感量小,相同功率下,變壓器體積較小,但是有較高的峰值,較高的有效電流值,開關損耗比較高,效率較低.
選擇的時候需要看具體的要求.
一般設計的時候,跨越了DCM與CCM,另外,原邊電感量必須大于DCM下的最小電感量.不然由于峰值電流過大,會帶來很多其他的問題.

greatcn,高手啊

greatcn兄說的真好,要向你好好學習,我想問一個問題,你一般算變壓器是根據什么工式來算的,

一般來說還要看什么拓撲結構.每種結構算法不大一樣.
反激就是入門的.
另外,按照我個人的經驗,我是先確定拓撲結構,然后根據實際情況選用什么結構的磁心.
一般用E型,成本低,便于使用,RM,TOROID因為絕緣要求不大適合使用,低外形的時候EFD比較好,大功率的時候ETD比較好,多路輸出EER比較好.
然后,我根據經驗選取多大的磁心,而避免計算繁瑣還容易出錯的Ae窗口面積之類的參數.其實,多大功率,磁芯表格上一般都會有注明的,而且大部分留有一定余量.所以,我個人認為計算Ae是很不必要的一件事情,再說,很容易出錯,很多參數很難理解,而且計算出來的是理論值,與實際情況相差很多.
之后,我主要是做變壓器的設計,工作于什么狀態或者模式,認真的優化匝數,以及線徑,實際上,線徑也是有經驗值的而不大需要計算的.一般我按照4~5A/mm2取值.
之后就是重頭戲,環路,反饋的設計.
然后就是調試,優化.首先是在光板,爾后就是LAYOUT.
以后我會陸續開一些專題的,就各個常見的問題進行深入的探討.
也歡迎廣大朋友拍磚.提出寶貴的意見和建議.