前些日子一直在設計我的HIFI WAV播放器的DAC部分時，正好手頭有幾顆AD797想用上，有感于器件的應用，特此匆匆寫了此文希望與廣大愛好者交流下心得。
AD797是AnalogDevice公司出品的一顆超低噪音低失真單運放，性能出眾。有著0.9nV√Hz@1KHz的超低噪音，-120db@20KHz的超低失真，以及80uV的輸入失調電壓。優異的性能指標得到了廣大愛好者的追捧，它的音質也備受好評。然而如此優秀的運放，真的就是包治百病的萬靈丹，真的就立竿見影，使音響脫胎換骨嗎？答案當然是否定的，再好的器件也是需要有一定的應用限制，離開了電路的整體，單單談論單一器件本身是意義不大的。大家都喜歡用AD797，但是您真的了解它，用好它了嗎？也許您忽視了一些重要的細節，這里就一些問題與大家就技術問題做個探討，為了更好地說明問題，就讓AD797與OPA604來個PK吧。（這里不去談論什么聽感不聽感的，僅就技術細節做分析）
首先讓我們先來看看它的部分指標吧（都摘自其官方的DATASHEET文檔）
datasheet相信每個人在運用器件之前應該仔仔細細地閱讀過，這里擺出來做個對照。
第一個問題：神話中的AD797真的就能做到超低噪音輸出嗎？
做對比的時候大家估計首先就會對比他們在1KHz下的 Input Voltage Noise，在這里AD797是0.9nV√Hz，而OPA604是10nV√Hz，看起來似乎明顯是AD797勝利了。沒錯！，不過實際應用起來果真如此嗎，下面就搭一個常用的10倍正向放大電路看看。
做一下噪聲仿真分析：
說明下，圖示的縱軸是電路Vout端總的輸出噪聲真有效值電壓(Vrms)，橫軸是頻率帶寬。
為什么呢？為什么呢？為什么在一模一樣的應用環境下號稱超低噪聲的AD797的輸出噪聲電壓竟然比普通的OPA604還要高一倍還要多呢？！（這里不用懷疑仿真軟件問題，仿真軟件都是采用官方提供SPICE模型來的，國外專業的電子工程師都是先進行仿真后才會進入下一階段工作，仿真出來的結果跟真實的值是很接近的！）
要知道為什么就首先要知道輸出噪聲電壓是怎么來的。
1、 信號源Vin的內阻Rin，這個內阻相當于是串聯在一個理想的內阻為0的信號源上的（通常情況下信號源內阻不會是0）。我們知道只要是電阻，不管你什么極品發燒電阻還是普通電阻，就都有本底熱噪聲并且這個值是隨著電阻值以及帶寬的增加而增加的，計算公式為
Vn=0.126√(R*B)
這里的R單位是KB，B是頻率帶寬，單位KHZ，Vn的單位是uVrms
2、 反饋網絡R1//R2的并聯電阻所固有的本底熱噪聲。
3、 運放的輸入噪聲電壓En，計算方法是：(以AD797為例)
Von= 0.9nV√Hz * 10倍 * √1MHZ(帶寬) = 9uVrms而這里OPA604要高10倍，達到90uVrms了。說道這里僅從運放的輸入噪聲電壓來說AD797確實是低的，不過對于應用電路來說這個還不算是最主要矛盾啊，關鍵還有下面2個計算
4、 終于到問題的根了，這里有個很重要而往往倍忽視的指標，輸入噪聲電流（input current noise）In，看看PDF，AD797是2pA√Hz ，而OPA604只有6fA√Hz（fA是pA的千分之一），相差了300多倍啊！。
這個噪聲電流會流過信號源內阻Rin，以及反饋網絡電阻R1//R2，從而產生噪聲電壓計算公式是In*R。
把以上的五項分別的噪聲電壓值的平方和開根號，再乘以放大倍數以及帶寬就得出了總的輸出噪聲電壓的真有效值（對于噪聲來說談論真有效值才比較有意義）
現在知道電路總的輸出噪聲電壓怎么來的了吧，再分析下上面的AD797和OPA604的PK，問題的關鍵就在與AD797的輸入電流噪聲實在是不小了（比NE5534還要大），這個電流與信號源內阻與反饋網絡電阻相作用，導致了AD797最終的噪音要遠遠大于OPA604了。
現在把反饋電阻R1、R2調整為1K、9K再看看
上圖，在反饋電阻降低10倍的情況下電路噪音都減小了，AD797在信號源內阻為0的情況下噪音為45uVrms，要低于OPA604的62uVrms了，不過，當信號源內阻為10K歐的情況下AD797的噪聲上升到了220uVrms左右，而OPA604則依舊維持較低62uVrms左右不變。可見AD797的低噪聲特性只適用在信號源內阻小于1K的情況才能體現。
因此由上面的分析可以推導出結論，如果要真正發揮AD797的低噪音特性，就必須有2個條件，一個是信號源內阻必須盡量小！另一個就是反饋網絡的電阻值盡量小！所以，一定要注意運放的應用條件，先做個分析再確定該使用何種器件。
第二個問題：不是80uV的輸入失調電壓嗎，為什么我的輸出失調電壓這么大？！
經常會遇到有人問這樣的問題，搭了一個放大電路，卻發現輸出直流偏移卻離自己的設想相差很遠。還是拿上面那個10倍正向放大電路來計算吧
首先為了便于計算假定信號源內阻為0歐
看到了吧，一模一樣的工作環境可是AD797的輸出直流電位竟然高達118mV！很吃驚吧，不用懷疑您的AD797是假貨，先仔細分析下吧。
看PDF的時候大家一定首先注意一個指標Input Offset Voltage（Vos），AD797是25uV,而OPA604典型值高達1mV。那么這個輸入失調電壓就是全部嗎？當然不是，這是個重要指標但是大家往往卻忽略了一個更重要的指標就是輸入失調電流Input Offset Current(Ios)以及輸入偏置電流Input Bias Current（Ib）。對于AD797：Ib=0.25uA~1.5uA Ios=0.1~0.4uA；而OPA604分別只有100pA和正負4pA，這里造成這么大直流偏移的最關鍵因素正式這輸入偏置電流！
圖中由于信號源內阻為0歐，因此正負輸入端的電位都是0V，沒有電流流過R1，因此偏置電流Ib流過R2產生了壓降加在了Vout輸出端上，偏移電壓大致=Ib * R2，假定最大Ib=1.5uA則輸出直流電位=1.5uA*90k=145mV之巨了！
另外以上是不考慮信號源內阻（相當于輸入端對地短路）的情況，實際上電路接入系統中后由于信號源內阻的變化，同樣輸出的直流電位也會發生相應變化，這些都是可以計算出來的，稍微麻煩點，可以直接用仿真軟件仿真來評估來得更輕松些。
以上僅僅膚淺地分析了噪音和直流偏移電位兩個方面，這個對于其他運放都是具有普遍意義的，尤其是雙極型運放要特別引起注意，相對來將最方便還是用FET運放了，不大會出什么問題，不過就是FET運放的溫度特性和精密性不如雙極型運放。現在已經有新型的所謂超β三極管做輸入的運放出現，很好地解決了雙極型運放輸入阻抗低，輸入電流及輸入電流噪聲大等這些問題。關于AD797還有更多的講究，在它的DATASHEET上有詳細說明。好了，累了，就寫到這里吧，希望看了本文大家能有所收獲。
