RCD吸收，在MOS關斷后，會有電流 流向BUCK電容吧。

你的線性吸收，全部一熱量損耗了。對效力來講 肯定沒有RCD吸收好。

 你這種對MOS SOA 是否要去很高？因為電壓太高 。

 坐等高手解答。

下面的是對圖4做的仿真

                                              圖5 線性穩壓MOS吸收波形

圖5中MOS管的源漏電壓V_ds有一個很窄的尖峰，原因大概是穩壓環路跟不上電壓V_ds的變化速度。試過將柵極電壓下降沿調緩（減緩V_ds的上升速度）可以抑制住V_ds的窄尖峰不過會增加功耗影響效率。

為了消掉這個窄尖峰又把RCD電路加了上去，這個窄尖峰能量不多只需小功率的RCD吸收即可，下圖是只加RCD電路無線性穩壓吸收的波形圖

                                             圖6 只有小功率RCD吸收電路的波形

因為RCD吸收功率小不足以吸收掉漏感的能量所以MOS管的漏極電壓升的很高。同樣這個RCD吸收電路再增加線性穩壓吸收后的波形如圖7

                                                  圖7 加入小功率RCD的線性穩壓吸收波形

線性穩壓吸收的基準設置的是550V圖中的MOS管電壓也被限制在550V，圖中的柵極電壓紅圈處可見MOS管在此區間工作于線性區因MOS管電壓被鉗位在550V所以此區間主要吸收的是漏感能量。

圖7效果  在實際應用電路中  RCD就可以做到。為何在增加OP呢?

仿真 只能參考吧。

有道理

如果負載固定那么用RCD吸收完全勝任，區別只不過是這個電路是把RCD中的電阻發熱轉移到了MOS管上。

當負載變化尤其是輕載、空載時RCD仍然會吸收掉相當的能量，如果R可變這個問題就可以解決，這里用線性穩壓吸收就是想實現可變R的目的。

謝謝指正，MOS管不同于三極管，改正后如圖3-1

理論上陽春白雪。

反激很大的一點是輸入范圍比較寬，最高電壓/最低電壓   往往4倍以上。

你這個電路TVS管沒法選，額定電壓選低了容易燒掉驅動，選高了然并卵。

那驅動電阻的選擇也一樣，小了沒用，大了發熱，弄不好進入線性區。。。

吸收電路不就考慮最高電壓條件下VDS會不會超嘛，考慮最低電壓干嘛

這個嗎，有些奇思妙想，想象的不一定對，比如，世紀電源網的全橋llc諧振的搞二極管電容鉗位就是錯誤的，想當然是對的，設想的要經過實踐的檢驗，一定要做實驗，從原理要認真分析，因為，實踐麻煩，就要細心推敲了，常規的是存在損耗，把開關管實際是豈不是變成了高電壓的穩壓管了嗎，普通穩壓管的電壓沒有那么高，比如200伏也確實可以形成200伏的穩壓管了，但是，直流好辦的呀，這里是開關的動態的呀，但必須改進一下，GS要并聯15伏的穩壓管，比如，限制600伏就相應的這個擊穿管子，沒有這么高的就比如200伏3個串聯，但要串聯電阻。

    漏電感大是損耗也大但漏電感是可以減小的，比如一次初級一層次級，若干層，不是什么三明治，而是五，七明治了，一概分別并聯，這樣的漏電感非常小，效果好。

    提供的這種方式是否可行，謹慎，動態特性如何，是否進入放大區，如果高電壓大電流就危險了，我感覺是不大會出現這種情況，但是否小聰明，可靠不，一時是說不清楚的，可靠性究竟如何，是一個重要的問題。

    我看是否可以這樣，RCD確實存在電阻損耗，尤其功率大了一些，損耗也就不小了，吸收二極管功率小溫度超過就壞了。我認為干脆把電阻去掉，高于輸入電壓200多伏，這個電阻是損耗不大，頂多不到輸出的5%，可以增加一個小電流高電壓的開關管，增加一個小變壓器就是把電阻的損耗變成無損耗的輸出能量，變壓器容量總的還是一樣的，就是增加了一個小電流高電壓的輔助的小反激變換器了，成本增加不多，由于功率太小了，這個漏電感影響微不足道的，吸收器不用了，這個還是有一些奇妙，也是小聰明吧，探討一下，成本增加其實甚微，因為，如果輸出是多少瓦數，這個變換的能量是一樣的，不會因為增加而增加，只不過就是器件多了一點了吧。但也增加不了幾個器件，成本增加非常少，大家看法如何呢，我聲明一下，我的僅共參考，不要絕對看這個問題了，不一定的，只是有一些道理，究竟如何，如果的話，對也好錯也吧，探索嗎。我提供了這么一個思路罷了。

驅動電阻可能會功耗比較大，不過持續時間只是吸收漏感能量的極短時間內，或許這個能耗可以接受？也可以換一種低能耗的，

                                圖3-2 低功耗開關、線性驅動

電阻可以選用K歐姆級別的，第一級推挽的下管可將電壓鉗位在0.7v左右，或許可以省掉穩壓管。

動態特性（響應速度）這個問題主要應當是受MOS管的柵極電容影響，給電容充電總是需要時間的。根據仿真的結果加一個小功率RCD吸收還是可以解決掉這個速度差問題提高電路的可靠性。

大師的這個思路個人是贊同的只是有兩個小問題，其一額外加的小開關管需要一個驅動電路，其二這個小開關管需要隔離控制。以前我也想過一個類似的電路只用一個開關管，一大變壓器（主變）一小變壓器（輔變），變壓器前級串聯后級經二極管并聯，當時主要的目的是讓這個電路兼容連續、斷續模式的優點。電路如下

           圖8 兼連續、斷續優點的反激電路

主變壓器電感量大工作于連續模式，輔助變壓器電感值按主變的漏感級別來取，因輔變的電感量很低可以保證其一直工作于斷續模式。

因為兩個變壓器前級串聯峰值電流被主變壓器鉗位在連續模式狀態，同樣是因為串聯輔變可以實現MOS管零電流開啟（斷續模式）同時也可解決輸出二極管反向恢復問題。這樣就將連續模式和斷續模式優點集于一身，變壓器線損小、磁芯損耗低、開關管導通損耗小開關損耗也小。這個電路仿真過確實能達到設想的效果，不過也有個缺點就是反射電壓高，如果主變和輔變匝比相同的話反射電壓將為單變壓器的兩倍，可以降低輔變的匝比來降反射電壓不過此時輔變的輸出二極管反向電壓就高了，輔變選什么樣的匝比合適需要權衡考慮。

主變的漏感能量能通過輔變傳遞到輸出，輔變自身的漏感可通過一個小RCD吸收或者不需吸收因為此時的等效漏感約為2%*2%=0.04%，如果覺得等效漏感還不夠小的話還可以再串聯一個小小變壓器。

第四圖不過是想象，實際是不成立的，下圖是運放LM358的輸入輸出的時差，自己想想會發生什么

討論的這個帖子，我比較忙，沒有直接上圖不會一目了然，在文字說明一下，這個變壓器串聯早就有之，好像是正激反激相結合，就是說各有所長所短，就是兩個變壓器構成，我也實踐過，當年公司的圖也是這種結構，這個就是改進型了，但到現在似乎沒有流行。

    上面的結構是只要固定的0,45的占空比，主變壓器可以得到正弦波電壓波形。但占空比不是固定的，這個電路結構有一些換湯不換藥，還是存在RCD的電阻損耗嗎，我的思路是不允許有這個吸收電阻的存在。我的意思是，不是說有pfc與升壓器的主管與付管兩個電感器的一個大一個小嗎，其實是一個道理，這里是什么呢，主變壓器與主管構成通常的反激式，那么，存在 RCD的吸收，這個電阻去掉，電壓高出輸入電壓的200伏左右吧，這個電阻損耗不大，但會降低效率，尤其功率大一些，漏電感比較大，那么，這個損耗 是比較大的，既然，損耗比較大，是否可以利用呢，就是無損耗吸收呢，像軟開關升壓器一樣，增加一個副管，副小變壓器，這個就有損耗 被利用了變成了有用的輸出能量了，設想，200瓦5%的損耗才10瓦，就是10瓦的變換器，伏變壓器小了吧，副管的電流小了吧，副RCD吸收也隨之小了，這個與升壓電路幾乎一樣，主管并聯一個小電容，可以減小關斷損耗，那么，存在的電容是有能量的，這個能量就是通過輔助管子電感器小變換器把能量甩出去，就是增大輸出了。【注，副管先導通然后再導通主管，存在相位】。

    就是說的無損吸收了，輔助小開關管是建立在主變換器RCD的電阻去掉了，輔助小變換器把這個能量，再二次變換，那么，這個管子承受比較主管更高200伏左右吧，所以副管的耐壓選高一些，但電流可以小一些，也就是提到的200瓦的輔助變換功率就是10瓦左右了，這個RCD吸收比例減小了，就是這樣的。

    我上述說明的想通了沒有，其實，就是雨升壓器是一樣的原理結構了。不同的就是升壓但電感這里是變壓器了，這樣的效率估計是可以提高一些，但實際多少，實踐一下就知道了。這里是完全同步控制的，不像升壓器存在相位差，這個就非常方便了。但兩個變壓器一大一小的匝比是不一樣的，這點要注意，匝比一個高一些一個低一些，再理性的分析推算一下就可以了。

如此復雜,為何不用正激結構?