在變壓器隔離驅動中所以的問題都源自于正激變壓器中的勵磁電感，這個勵磁電感不能無限大那么就一定會儲能那么就需要能的釋放（磁復位），這個磁能釋放過程導致了這種隔離驅動電路的諸多問題。在我們通常的正激變壓器中為了實現磁復位會加一些限制比如占空比不能超過50%（復位繞組等于初級繞組時），當我們用于驅動時我們期望占空比的變化范圍可以是0~100%，同時還要滿足可靠的磁復位那么如何解決這一矛盾？

解決這一矛盾的方法就是既要滿足不大于50%的占空比又要滿足100%的占空比，如何實現？我用的方法是調制，用兩個驅動信號一個為正常的PWM信號（0~100%）另一個為頻率略高于PWM信號占空比固定為50%的信號，將這兩個信號采用“與”的方式調制在一起。電路采用的是“正激拓撲”（無輸出濾波電感），這種拓撲沒辦法實現零或者負電壓所以驅動電路里用了兩路，一路充電一路放電。見圖2一種變壓器隔離驅動

                          圖2 一種變壓器隔離驅動

在這個電路中Kon和Koff信號都是占空比不大于50%疊加有PWM信號的調制波，由于電路有復位繞組勵磁電流會自動復位，在輸出端所接的MOS管柵極等效為一個電容，這個電容有解調的作用可以將PWM信號波從調制波里復原出來。見圖3的仿真結果

                                          圖3 變壓器格力驅動仿真波形

見圖3，PWM信號與K1信號相與調制出Kon和Koff信號，經過柵極電容的解調柵極驅動電壓幾乎被無損的還原回來。圖2中的電阻R1是充電限流電阻其效果在圖3的柵極驅動電壓波形上升沿體現，電阻R2是放電限流電阻，這兩個電阻直接影響開關速度及驅動波形。

在圖3中勵磁電感電流在每個K1信號周期都能夠自動的復位，從而解決了磁復位對電路的影響。

這種驅動電路在設計上比正激變換器還要簡單（沒有濾波電感），其中K1信號的頻率選取原則是其開關周期小于PWM或者PFM中的最小開關周期即可，但是會有信號延遲的概率所以K1頻率越高越好這樣輸出驅動波形延遲概率就越小，后續將會有另一種K1信號發生方式不需要高的K1頻率。

在圖3中PWM信號和K1信號屬于異步信號換句話說就是兩者沒有什么關聯，那么就會發生K1信號本該是高電平的時候實際卻是低電平的情況結果是造成驅動波形的延后。解決方法是把異步換成同步，見圖4

                                                   圖4 K信號同步驅動波形

圖4中的K11信號由PWM上升沿觸發占空比為50%，此信號同PWM相與得到Kon信號。K22信號由PWM下降沿觸發占空比為50%，此信號同/PWM信號相與得到Koff信號。采用同步的方式就解決了隨機延遲問題，K信號的頻率或大或小都沒有問題只要不低于PWM的最大頻率就可以。圖4中的二極管D1的充電電流是很窄的一個小尖峰這是變壓器次級電壓通過限流電阻對柵極電容的充電波形，圖中這個電流波形在每個PWM周期中只有一次，說明在Kon信號到來后柵極驅動電壓瞬間就達到設定值并不受Kon信號的限制，而后面的Kon信號也沒起到多大作用（如果柵極電壓有下降趨勢后級Kon信號可以維持這個電壓不變）。

再來一張K信號頻率稍高的圖

                                                      圖5 K信號頻率較高的波形

                                                              圖6 占空比2%

                                                                圖7 占空比98%

不錯的電路，不知道驅動損耗有多大，在實際應用中不知道性價比可否與MOSFET驅動IC可比。

在原電路的基礎上做了些改進實現了對半橋電路的驅動，改進后的電路如下

                                           圖8 半橋隔離驅動

圖9的半橋驅動相對于圖2就是在輸出多增加了一路，其中信號發生器電路如下

                                                 圖9 信號發生電路

對于單片機控制的電源，圖9的信號發生電路可參考下面代碼

k11=1;k22=1;

while(1)

 {      

  if(pwm==1)           // 輸入PWM信號為高電平       

 {      k22=1; j=0;        

     if(++i>100)          // 延時程序，100根據實際情況選取       

    {          

       i=0;                k11=!k11;      // 50%占空比K信號      

     }               

   }       

  else         

  if(pwm==0)           // 輸入PWM信號為低電平      

  {     k11=1; i=0;             

    if(++j>100)             

    {      

        j=0;    k22=!k22 

      }       

   }      

  Kon=pwm&k11;      // 輸出Kon信號       

  Koff=(!pwm)&k22;  // 輸出Koff信號      

  //delay_us();}

對于半橋這種類型的電路要確保上下管不直通，如果發生了直通輕則損耗增大重則炸管。針對這一問題一般都是增加一段死區時間先確定上下倆管都關閉后再開啟其中一個管子，在死區時間內電流是通過MOS管的體二極管導通的效率會受影響尤其是在低壓大電流的場合，所以死區時間應盡量的短。

無論多快速的開關在開關的瞬間都是不能突變的，如果將時間軸拉長在這極短的瞬間也可以看作為線性區，如果死區時間控制在這線性區內電路的效率將會最高。由于這段時間非常的短如果上下管分兩路獨立控制那么幾乎是不可能實現的，通過變壓器的統一控制可以解決這個問題。見下面的仿真圖

                                                   圖10 半橋隔離驅動波形

通過變壓器的統一控制可使上下管驅動波形十分對稱，實際應用時可增加一點死區時間以確保電路的可靠性，一種方法是通過增大電子R1使上升沿變緩，仿真波形如下

                                              圖11加入死區時間的半橋隔離驅動波形

如圖11的驅動波形可以保證半橋電路在不直通的前提下使死區時間最短效率最高。

這里的半橋電路也可換成同步整流電路（如Boost電路）那么這個隔離驅動就可用于同步整流的控制實現最高效的同步整流。

你好，我剛接觸開關電源，請問采用這種變壓器隔離驅動MOS，它的變壓器設計方法是不是按照脈沖變壓器的設計方法來做。

另外，我看過一種在變壓器次級接串接一個電容，是不是可以解決輸出幅值隨占空比改變這一設計難點。

偶然看到一款集成芯片也是采用調制思想實現的隔離驅動電路。

                   圖12集成芯片UC3724/3725構成的驅動電路

電路構成如圖12 所示。其中UC3724用來產生高頻載波信號，載波頻率由電容CT和電阻RT決定。一般載波頻率小于600kHz，4腳和6腳兩端產生高頻調制波，經高頻小磁環變壓器隔離后送到UC3725芯片7、8兩腳經UC3725進行調制后得到驅動信號，UC3725內部有一肖特基整流橋同時將7、8腳的高頻調制波整流成一直流電壓供驅動所需功率。一般來說載波頻率越高驅動延時越小，但太高抗干擾變差；隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越小，UC3724發熱越少，但太大使匝數增多導致寄生參數影響變大，同樣會使抗干擾能力降低。根據實驗數據得出：對于開關頻率小于100kHz的信號一般取（400～500）kHz載波頻率較好，變壓器選用較高磁導如5K、7K等高頻環形磁芯，其原邊磁化電感小于約1毫亨左右為好。這種驅動電路僅適合于信號頻率小于100kHz的場合，因信號頻率相對載波頻率太高的話，相對延時太多，且所需驅動功率增大，UC3724和UC3725芯片發熱溫升較高，故100kHz以上開關頻率僅對較小極電容的MOSFET才可以。對于1kVA左右開關頻率小于100kHz的場合，它是一種良好的驅動電路。該電路具有以下特點：單電源工作，控制信號與驅動實現隔離，結構簡單尺寸較小，尤其適用于占空比變化不確定或信號頻率也變化的場合。