RS485基本都是由RS232轉換而來，此時就需要將全雙工切換到半雙工，目前大部分的工程師基本都是使用軟件換向的方法，作者就遇到過軟件換向不及時丟包的方法，并提供一種解決思路工參考。

問題描述

最近公司在做一個采集器，具體的原理就是通過串口將客戶數據采集上來，由于客戶的接口是RS232的，而我們的采集器只有RS485接口，無法直接對接，因此我們引入了一個中間的RS232/RS485轉換器，對接我們的采集器，這種用法相信也是論壇工程師絕大多數的選擇，不料在進行可靠性測試過程一個晚上，丟包率竟然高度10%，這種有線的連接，又是低速率串口，理論上的丟包率應該是0。

圖1：信號采集原理圖

原因分析

首先我們排除以下幾個原因：

1、走線長度：設備都擺放在一起，長度只有2米不到；2、干擾問題：這是在辦公室測試的，沒有大的干擾；3、數據速率：波特率只用了115200，常規波特率；4、軟件問題：這個RS485采集軟件已經用了好幾年，一直很穩定；5、客戶的PLC程序：客戶在現場也用了好幾年，也很穩定。

問題的定位基本可以大致確定方向，就是出在這個RS485和RS232的數據轉換上，我們的采集器的接口設計原理圖如下：

 

圖2：采集器端口設計原理圖

通過示波器的抓波我們發現，問題原因就在這個端口上。如下圖；TX是我們采集器發出的信號，RX是客戶PLC回復的信號，DIR是我們的采集器的方向控制信號。簡單說，就是在0uS的時候，我們發出去數據，PLC在150uS左右就回復數據，而我們的方向切換引腳在200~300uS不等。也就是說我們發送完數據，來不及切換到接收狀態，PLC就回復數據了，導致數據丟失。

通過和軟件工程師溝通，由于我們跑的是Linux系統，方向引腳控制采取的是進程控制的方法，這個進程本來優先級已經很高，到時由于是多進程運行，還是會被其他系統進程搶占，所以導致無法做到更高的切換速度，或者是切換速度無法明確，只能是一個區間。

圖3：示波器實測圖

解決方案

既然是采集器來不及換向，解決的思路很簡單，有兩個方案；

1、將采集的換向速度提高，提高到100uS以內；2、將PLC的回復時間變慢，延長到500uS以后。

由于客戶擔心改程序出問題，所以不愿意改，只好我們修改采集器的換向速度，我們的軟件工程師也不愿意改，理由是產品運行多年，很穩定，怕改出問題。按照自然法制，怕麻煩的事，用錢肯定能解決！

終于不負有心人，我們找到了兩個用錢解決的思路，就是更換RS485接口芯片，不讓軟件參與換向。可選的芯片有兩種：

1、美信公司的MAX13488：由芯片自動切換方向，無需軟件干預切換方向，驅動能力強，通信速率高，MAX13488宣稱最高可以到16Mbps，與普通的RS485芯片性能一樣。

 

圖4；MAX13487 內部框圖

2、周立功公司的RSM(3)485PHT，由芯片自動切換方向，無需軟件干預切換方向，驅動能力強，通信速率高，DC電源、隔離、RS485芯片功能三合一，節省板卡空間。

 

圖5；RSM(3)485PHT原理圖

最終，我們選擇了周立功的RSM(3)485PHT，經過7天的長時間丟包測試，丟包率為0%，測試通過。

舉一反三

在接口轉換設計中，匹配性問題是我們經常會遇到的，RS485由于定位是比較低速的串口，使用起來一般都不會有問題，我們的采集器也是99%的設備接入都沒問題，這個客戶的PLC也是我們遇到的唯一回復時間這么快的PLC，正常的PLC都會在500uS以后。這就給我們啟示：所有的雙工通信轉換為單工通信時，都應該考慮換向不及時導致的數據丟失。

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匹配電阻使用不當導致RS485通信失敗

很多工程師都知道RS485的匹配電阻120R電阻的重要性，因此設計時候都有預留該電阻。但多個RS485設備并聯時，需要注意該電阻的影響。

問題描述

之前我們公司做過數據采集器，采集是通過RS485與其他客戶的設備連接的，產品設計之初是一對一連接，產品發布了2年基本沒有收到市場的問題反饋，最近一個月時，客戶有反饋我們的RS485讀取不到數據，更換好幾個全新的數據依舊，要求我們盡快解決。

原因分析

由于我們的產品已經發布2年都沒問題，所以我們的主要懷疑方向就是客戶的現場應用方案。我們先審視一下我們自己的RS485端口設計，如下圖1。這個方案在點對點應用場景多年都ok。

圖1：RS485端口設計原理圖

接著我們審視客戶的應用方案，如圖2所示，客戶采用的是手拉手的模式，這種模式也是常用的拓撲結構。

圖2：客戶的現場應用方案

由于暫時還沒有找到原因，我們去RS485的標準這里找一些參考，終于，我們在RS485的標準里面找到以下關鍵信息；如下表：

總結下來，主要是以下的幾條；

(1)驅動器輸出信號電平（負載最小時）：±1.5V；(2)驅動器負載最小阻抗：54Ω；

(3)接收器門檻電壓：±200mV；(4)接收器輸入阻抗最小值：≥12KΩ。

根據RS485差分阻抗的計算公式，當有64個終端并接時（n=64時），當RS485總線上只有首位兩端有終端匹配電阻Rt時，總線上的差分阻抗為54.74Ω，剛剛符合RS485的標準。

圖3，多個RS485并聯的示意圖

但是，由于我們的終端匹配電阻Rt是使用一個固定120歐姆阻值的電阻焊接在主板上，客戶沒有辦法把中間的電阻刪除，導致整個RS485總線上并聯了多個120R的電阻，導致RS485總線上的差分阻抗遠遠小于54Ω，無法滿足標準要求的大于54歐姆的要求，總線上的阻抗太小，導致驅動電流太大，RS485芯片無法提供足夠的電流。解決方案

已經定位到原因，主要還是最初的設計定位是點對點通信，忽略了客戶的對點通信的需求，將RS485總線上的匹配電阻Rt全部都焊接了，客戶一旦使用多個設備并聯時，導致了總線的差分阻抗太小。解決的辦法就是將除了收尾兩端的Rt全部刪除。如下圖4

圖4：刪除中間設備的Rt，只保留收尾兩端的Rt

整改之后，經過我們測試部的測試和客戶的使用1個多月，再也沒有反饋問題，問題基本算解決。

總結

通過這次的事故，我們還總結了RS485以下的容易犯的錯誤：

(1)上下拉電阻的主要作用：RS485增加上下拉電阻的主要目的是為了解決總線在空閑狀態、或者是開路狀態（485收發器與總線斷開）下，使得總線上的電壓大于RS485標準要求的200mV（實際應用考慮余量設置為300mV）；

(2)上下拉電阻的常規值：RS485的上下拉電阻阻值選擇主要滿足空閑狀態下Vab大于300mV，該電阻越小，功耗越大，功耗大到一定程度時，甚至會觸發RS485 的電源輸出保護，導致通信失敗，因此滿足空閑下300mV情況該電阻越大越好，一般的應用，該電阻選擇1K/R0805即可；

(3)多節點時的上下拉電阻：當RS485的總線上的節點增加時，由于RS485芯片內部也有內部上下拉電阻（該阻值一般都是上百K），該阻值與輸入阻抗Rin并聯后，再與終端匹配電阻并聯，最終的等效差分阻抗很容易會小于RS485標準要求的54Ω。因此，2個節點以上的應用，則需要考慮外部上下拉電阻帶來的阻抗減小，

(4)終端匹配電阻：從上面公式可以看出，只增加2個匹配電阻，差分阻抗就降低到60Ω，如果再增加一個就降低到40Ω，因此，使用多個節點時，最多只能在首尾兩端增加120Ω的匹配電阻。

RS485純硬件反相法自動換向過早導致數據丟包

之前我們的產品的RS485設計借鑒了圖1中的轉換器的原理，該方案的原理主要是使用反相器法，具體的實現原理就是：反相法使用了一個反相器，依賴于發送信號TX的電平決定RS485芯片屬于發送還是接收狀態，例如，TX為高電平時，反相后為低電平，此時收發器處于接收狀態，AB總線上的邏輯由上下拉決定，此時為邏輯1;當TX為低電平時，反相后為高電平，此時收發器處于發送狀態，AB總線上的邏輯為0。簡單說，就是反相法可以發送低電平，高電平其實是有AB線上的上下拉電阻決定的。

經過我們的長時間的驗證，該種方案在100kbps波特率以內都不會丟包，但是波特率大約100kbps以上，例如115200bps時，丟包可以達到0.1%，這是我們不允許的。

圖1：Tps563200現貨價格

原因分析

反相器法的原理上是沒有問題的，但是我們忽略了一個串口的底層實現方式，串口通信是異步通信，雙方沒有時鐘同步，依賴于雙方的聲稱。

UART通信沒有時鐘同步，不是說不需要時鐘，而是兩個系統的時鐘來自兩個設備，各跑各的，沒有同步。這就要求兩個系統的時鐘誤差不能太大。UART接收的流程如下：

(1)接收端選定好與發送端一致的起始位數、數據位數、校驗位數、停止位數、波特率，例如下圖起始位1、數據位8、校驗無、停止位1、波特率9600bps。

(2)RX線上無傳輸時，保持為高電平，RX端有采樣器，采樣器以波特率的16倍采樣周期對一位bit數據進行采樣。確認起始位后，再經過16個采樣周期，采樣第一位數據，再經過16個采樣周期，采樣第二位，以此類推。

圖2：UART 采樣示意圖

圖3：UART 過采樣示意圖

圖4：UART 誤差允許范圍

這里就存在一個問題，發送和接收的底層啟動都是由不同的廠家不同的工程師做的，大部分的工程師都是取數據bit的50%~80%位寬的數據，如果雙方的波特率誤差過大，就有可能數據還沒有發送接收，但是RS485芯片已經切換到接收狀態了，導致發送的數據錯誤。

使用100k速率仿真現有的方案，TXD信號和方向引腳同時切換，幾乎沒有余量。極端情況下就有可能數據沒有傳輸結束，方向引腳就切換了，導致數據傳不出去。理想的方案應該是方向引腳延后30%~50%的位寬再切換方向。

圖5：現有反向器的RS485方向切換方案仿真圖

解決方案

解決的方案需要在原有的基礎上，增加D1、R3、R4、C1。如下圖6。

由于該換向的原理是發送數據0的時候，DE/RE引腳為高電平，U2為發送狀態，數據有U2發送出去。而發送數據1的時候，DE/RE引腳為低電平，U2實際為接收狀態，AB總線上的 邏輯1其實是有R1、R2的上下拉電阻使得Va-Vb>200mV的。因此，我們的設計主要保證發送數據0的時候，方向引腳比數據延遲30%~50%左右，保證數據順利發送出去。

實現的原理如下：TXD發送數據0的時候，經過反相器U1，DE/RE引腳為高電平，使得U2為發送狀態，下一bit數據即將為1，但是經過R4、C1的RC充電效應，U2的pin3引腳并不會立即為高電平，而是經過延遲后才為高電平，延遲的時間即是我們設計的方向延遲時間。舉例子，假設U1的高電平閾值為1.5V，U1的供電電壓為5V，R4=36K，C1=300pF，根據公式：t = RC*Ln[(V1-V0)/(V1-Vt)]，可以估算出切換方向延遲的時間約3.1uS。

TXD發送數據1的時候，經過反相器U1，DE/RE引腳為低電平，使得U2為接收狀態，接收狀態下，AB總線上的值由上拉R1，下拉R2決定，不再需要U2發送數據，因此方向控制信號等同于無效。

圖6：方向信號延后措施

使用100K的頻率進行仿真，結果顯示方向引腳可以延后1.85uS，可以滿足要求。

圖7：100K頻率仿真圖

總結

本文主要通過增加RC延遲和反相器波形整形，從而達到方向切換比數據bit延后的目的，讀者在實際使用過程，還需要根據自己設計的最高波特率來選擇RC的參數，如RC時間太長，在頻率很高的情況下，反相器可能沒有輸出，一致時0，一般設置為位寬的30%左右即可，例如115200bps的波特率，位寬是8.6uS，延遲參數可以設置為8.6*0.3=2.5u左右。二極管D1和R3主要是為了應付TXD信號由高變低的時候，能夠快速的釋放反相器輸入引腳的電壓，讓反相器的輸出為高電平，及時將數據0發送出去。