文獻筆記4---一種寬輸出單級隔離型無橋PFC拓撲

前言

前一篇帖學習了一種單級隔離型無橋PFC拓撲（文獻筆記3---一種隔離型單級無橋PFC變換器），該電路采用全波整流結構，雙向開關管電壓應力大。當電路工作與降壓模式時，折算至原邊電壓小于輸入電壓，在雙向開關管導通期間，副邊二極管導通，存在變換器存在向輸出側注入電流的現象，導致輸入電流明顯畸變，且正弦度差、THD高、功率因數低，因此該變換器輸出調壓范圍有限。為了解決上述問題，已有學者在該拓撲的基礎上進行改進，對新提出的電路進行學習。

1 概述

所提出的單級隔離型PFC電路如圖1所示。圖1中變換器在副邊增加了分裂電容，在不增加電流應力的前提下，降低了開關管S1、S2，二極管VDo1、VDo2的電壓應力，引入開關管S3、S4，在降壓模式時，阻斷雙向開關管導通期間，原邊向副邊注入電流，從而消除電流畸變。

DCM模式定義：副邊二極管與工頻開關管工作于DCM，輸入電感電流連續，因此，可實現高的功率因數，二極管VDo1、VDo2零電流關斷。

2 寬輸出隔離型無橋PFC變換器

所提出的拓撲同樣有兩種工作模式，分別為升壓工作模式和降壓工作模式，其示意圖如圖2所示。

兩種工作模式對應的工作波形如圖3所示。

升壓模式PFC實現：定義開關管S1與S2的開關周期為T，其導通時長為D1T，電感L1與電感Lm1向負載傳遞能量時長為D2T。在輸入正半周期內，當S1與S2導通時，電感電流iL1與勵磁電感電流iLm1線性增加，當S1與S2截止瞬間，VDo1導通，此時電流iL1、iLm1與電流iDo1均到達峰值。

電路工作于穩態時，在雙向開關管S1、S2的一個開關周期內輸出平均電流、輸入電流分別為

從上式可知，變換器工作于穩態時，在定頻控制下只需保證占空比D1恒定；在變頻控制下只需保證占空比D1的二次方與周期T的乘積恒定，此時輸入電流將自動跟蹤輸入交流電壓波形，無需輸入電流采樣電路，僅在單電壓環控制下即可實現電路功率因數校正功能。

降壓模式PFC實現：在輸入電壓的正半周期內，當變換器雙向開關管S1、S2導通，電感L1與Lm1蓄能，此時變換器工作于降壓模式，二極管VDo2承受負壓而導通，開關管S4始終導通，變換器通過VDo2向負載傳輸能量。

由于在雙向開關管導通與截止期間，變換器均有電流流向輸出側，所以輸出電流平均值可表示為、輸入電流可表示為

當工作于降壓模式時，在雙向開關管S1與S2導通期間，由于S4始終關斷，阻斷了變換器通過VDo2向負載傳輸能量。此時，電路工作與升壓模式基本一致，僅二極管VDo2與工頻開關管S4所承受電壓不同，工頻開關管的引入消除了輸入電流的直流分量，改善了電流正弦度，使得變換器工作于降壓模式時仍能保持高功率因數，從而有效拓寬了輸出電壓的調節范圍。在此期間，二極管VDo2始終無電流通過，避免了由二極管硬關斷所帶來的反向恢復損耗。電路工作于電流斷續模式，實現了二極管的零電流關斷。

3 實驗驗證

通過原理分析可知，升壓工作時兩種拓撲的工作原理相同，所提出的寬輸出調節范圍拓撲主要優勢在于改善降壓模式的THD。

通過仿真對比降壓模式下兩種電路的工作波形。如圖4所示。

從圖4看出，增加了工頻開關管S3和S4，輸入電流的THD明顯減小，功率因數提高。

為了進一步驗證所提出變換器的有效性，基于TMS320F28835控制器研制了實驗樣機，降壓模式下兩種電路的測試波形如圖5所示。

為對比寬輸出單級PFC變換器工作于降壓模式時的優勢，① 令開關管S3與S4始終導通，根據降壓模式分析，此時變換器工作原理與上篇單級PFC變換器一致，存在降壓模式下的輸入電流畸變。此時，變換器輸入電流波形如圖5a所示，輸入電流嚴重的畸變，其功率因數為0.89，THD=37%。② 令工頻開關管S3與S4正常工作，即輸入正半周時，S3導通，S4關斷；輸入電壓負半周時，S3關斷，S4導通。此時，電路輸入電壓與輸入電流波形如圖5b所示，功率因數為 0.991，具有良好功率因數校正效果，電路轉換效率為87.2%，THD=4.4%。可以看出，該變換器降壓模式時仍能保證高功率因數與低THD。

該文所提出的變換器具有PFC、寬輸出、低應力和電氣隔離的優點。在小功率應用中具有較好的參考價值。