之前的討論：
接著來討論下電源電路中磁性元件的損耗。
電源中的磁性元件一般就是指電感與變壓器，這里我們這種討論初次級隔離的變壓器，因為這種變壓器在開關電源中應用最為廣泛。
變壓器的作用大致是提供初次級的電氣隔離，使輸出電壓或升或降，傳送能量；變壓器設計的好壞直接關系到整個電源系統的安規，EMC，效率，溫升，輸出的電氣性能參數，壽命，可靠性，甚至會導致系統的崩潰。
【原創】電源效率討論系列二：磁性元件的損耗
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@bode
個人感覺變壓器的工藝，是個大難題。特別是漏感和分布電容的不兼容~樓主能否講講升壓變壓器有何注意的地方~
兄弟第一帖就給我出個大難題呀，呵呵
升壓的做過，但經驗不多，說說個人的理解，不一定對，權作參考與討論之用。
升壓變壓器的難點，樓上已經指出來了，因為繞組的圈數太多，漏感與分布電容很難兩全其美；這個時候我覺得應該從以下幾個方面著手：
1、在選擇變壓器的時候，如果結構尺寸允許的話，我們盡量選擇高長型（立式）或窄長（臥式）型的，因為這種變壓器單層繞線圈數多，可以有效降低繞線的層數，增加初次級的耦合，減小層間電容。
2、優化繞線順序，使初次級能增減耦合面積；曾經用過這種繞法：1/3次級--1/2初級--1/3次級--1/2初級--1/3次級，結果表明此種繞法漏感可以小很多。
當然這種變壓器繞制工藝稍顯復雜，成本稍高，但還是可以接受。
3、層間電容大家都知道，每層之間加黃膠帶，便可減少層間電容。
當然這些措施都是在考慮安規與EMC的情況下，做出的改進；對于升壓電源，漏感與層間電容如果處理不好很容易引起振蕩，使電源的EMC不好過，效率不高，有時會莫名其妙的炸MOS管（我實際碰到過的情況）。
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我們知道變壓器的損耗分為鐵損與銅損，先來說說鐵損吧。
變壓器的鐵損包括三個方面：
一是磁滯損耗，當交流電流通過變壓器時，通過變壓器磁芯的磁力線其方向和大小隨之變化，使得磁芯內部分子相互摩擦，放出熱能，從而損耗了一部分電能，這便是磁滯損耗。
二是渦流損耗，當變壓器工作時。磁芯中有磁力線穿過，在與磁力線垂直的平面上就會產生感應電流，由于此電流自成閉合回路形成環流，且成旋渦狀，故稱為渦流。渦流的存在使磁芯發熱，消耗能量，這種損耗稱為渦流損耗。
三是剩余損耗，在磁芯磁化或反磁化的過程中，磁化狀態并不是隨磁化強度變化而立即變化，有個滯后時間，滯后效應便是引起剩余損耗的原因。
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@心中有冰
兄弟第一帖就給我出個大難題呀，呵呵升壓的做過，但經驗不多，說說個人的理解，不一定對，權作參考與討論之用。升壓變壓器的難點，樓上已經指出來了，因為繞組的圈數太多，漏感與分布電容很難兩全其美；這個時候我覺得應該從以下幾個方面著手：1、在選擇變壓器的時候，如果結構尺寸允許的話，我們盡量選擇高長型（立式）或窄長（臥式）型的，因為這種變壓器單層繞線圈數多，可以有效降低繞線的層數，增加初次級的耦合，減小層間電容。2、優化繞線順序，使初次級能增減耦合面積；曾經用過這種繞法：1/3次級--1/2初級--1/3次級--1/2初級--1/3次級，結果表明此種繞法漏感可以小很多。當然這種變壓器繞制工藝稍顯復雜，成本稍高，但還是可以接受。3、層間電容大家都知道，每層之間加黃膠帶，便可減少層間電容。當然這些措施都是在考慮安規與EMC的情況下，做出的改進；對于升壓電源，漏感與層間電容如果處理不好很容易引起振蕩，使電源的EMC不好過，效率不高，有時會莫名其妙的炸MOS管（我實際碰到過的情況）。
關于第一條：
增加初次級的耦合，可以減小變壓器的漏感，但會增加初次級間的分布電容。
老兄最后一句話，太對了。
升壓變壓器，最難搞得就是漏感和分布電容不好處理，很容易震蕩。
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各位大師說的都很精彩,小弟在此頂起再說!~!~!~!~!~!~
@sixbrother
變壓器漏感和分布電容在繞線結構上第3帖說得很好！至于溫升其實設計時的計算溫升只能做一個參考，影響溫升的參數較多，比如不同廠家，不同電路模式磁芯損耗都不一樣，甚至連磁芯的組裝也會影響到溫升，比如PQ變壓器只磨中柱的變壓器溫升會比兩邊墊氣息的溫升高，銅損的計算會稍準一些，但電流計算不準也會做成銅損計算不準！理論設計始終與實際測試有出入，只是經驗豐富的計算出來的變壓器誤差小一些，大多數還是要稍作調整！
贊同6樓的說法，磁性元件的設計中存在太多的不確定因素，比如同樣的繞制工藝要求，不同廠家做出來的會有小小的差異，還有磁芯材質的差異，因為不是每個工廠都用得起TDK的磁芯，所以，我認為設計是需要豐富的經驗加上實際的調試來確定最終參數。
我一般都是線大概計算下參數，然后在實際中調試，最終確定的參數主要是看調試的效果。
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關注中,我這菜鳥也想知道........@心中有冰
我們知道變壓器的損耗分為鐵損與銅損，先來說說鐵損吧。變壓器的鐵損包括三個方面：一是磁滯損耗，當交流電流通過變壓器時，通過變壓器磁芯的磁力線其方向和大小隨之變化，使得磁芯內部分子相互摩擦，放出熱能，從而損耗了一部分電能，這便是磁滯損耗。二是渦流損耗，當變壓器工作時。磁芯中有磁力線穿過，在與磁力線垂直的平面上就會產生感應電流，由于此電流自成閉合回路形成環流，且成旋渦狀，故稱為渦流。渦流的存在使磁芯發熱，消耗能量，這種損耗稱為渦流損耗。三是剩余損耗，在磁芯磁化或反磁化的過程中，磁化狀態并不是隨磁化強度變化而立即變化，有個滯后時間，滯后效應便是引起剩余損耗的原因。
從鐵損包含的三個個方面的定義上看，只要控制磁力線的大小便可降低磁滯損耗，減少磁芯與磁力線垂直的面積可以減少渦流損耗。
趙老師在《開關電源中磁性元器件》一書中指出：
由上面的話可以看出，在磁芯材質與形狀，體積等都確定的情況下，變壓器的鐵損與變壓器的工作頻率以及磁感應強度擺幅deltB成正比。
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@roc19850
我是新手，我提幾個菜鳥問題！請教了。1.變壓器繞法有幾種啊？哪種相對好？譬如漏感和耦合方面2.變壓器一般溫度小于85度最好嗎？高幾度會怎么樣？3.功率多大選擇多大的磁芯，是根據什么？還是靠經驗來選擇的？謝謝！
1、變壓器的繞法有無數種，那種相對較好也無法回答，因為變壓器結構，電路拓撲不同，所采用的繞法也會不相同，漏感與耦合方面的請參照第3貼
2、磁芯的最佳工作溫度為80-110度，你可以根據結構與散熱條件來等因素來設定磁芯的溫度，不過實際的工作穩定往往不是某幾個因素能決定的，需要綜合考慮，具體可見第6樓sixbrother的論述。
3。關于選擇磁芯，可以根據AP法來計算。當然還有許多因素共同決定的，比如結構尺寸，散熱條件，電路拓撲，成本，溫升要求，效率，輸出電壓的路數，輸入輸出電壓電流的大小……
總之這些不是一句話能說清楚的，選擇合適的磁芯，需要豐富的理論與實際工程經驗
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@心中有冰
從鐵損包含的三個個方面的定義上看，只要控制磁力線的大小便可降低磁滯損耗，減少磁芯與磁力線垂直的面積可以減少渦流損耗。趙老師在《開關電源中磁性元器件》一書中指出：[圖片] 由上面的話可以看出，在磁芯材質與形狀，體積等都確定的情況下，變壓器的鐵損與變壓器的工作頻率以及磁感應強度擺幅deltB成正比。
磁滯在低場下可以不予考慮，渦流在低頻下也可忽略，剩下的就是剩余損耗。在磁感應強度較高或工作頻率較高時，各種損耗互相影響難于分開。故在涉及磁損耗大小時，應注明工作頻率f以及對應的Bm值。但在低頻弱場下，可用三者的代數和表示：tanδm= tanδh+tanδf+tanδr。式中tanδh tanδf tanδr分別為：磁滯損耗角正切，渦流損耗角正切，剩余損耗角正切。各種損耗隨頻率的變化關系如圖。
由圖可見，剩余損耗和B的大小無關，但隨頻率增大而增大。而磁滯損耗隨B的增加增大，渦流損耗則和頻率成線性變化。了解了這些就可知：在正激和橋式電源中，磁芯損耗著重考慮渦流損耗。在反激變壓器和儲能電感中，既要考慮渦流損耗又要考慮磁滯損耗，尤其是DCM方式工作的電源，磁滯損耗是第一位的。所以可以確定，做電源時第一點就是根據電源的工作頻率選取相應的磁芯材料。
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@心中有冰
磁滯在低場下可以不予考慮，渦流在低頻下也可忽略，剩下的就是剩余損耗。在磁感應強度較高或工作頻率較高時，各種損耗互相影響難于分開。故在涉及磁損耗大小時，應注明工作頻率f以及對應的Bm值。但在低頻弱場下，可用三者的代數和表示：tanδm=tanδh+tanδf+tanδr。式中tanδh tanδf tanδr分別為：磁滯損耗角正切，渦流損耗角正切，剩余損耗角正切。各種損耗隨頻率的變化關系如圖。[圖片] 由圖可見，剩余損耗和B的大小無關，但隨頻率增大而增大。而磁滯損耗隨B的增加增大，渦流損耗則和頻率成線性變化。了解了這些就可知：在正激和橋式電源中，磁芯損耗著重考慮渦流損耗。在反激變壓器和儲能電感中，既要考慮渦流損耗又要考慮磁滯損耗，尤其是DCM方式工作的電源，磁滯損耗是第一位的。所以可以確定，做電源時第一點就是根據電源的工作頻率選取相應的磁芯材料。
貼一篇理論分析比較全面的文章，大家可以看看
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@心中有冰
我們知道變壓器的損耗分為鐵損與銅損，先來說說鐵損吧。變壓器的鐵損包括三個方面：一是磁滯損耗，當交流電流通過變壓器時，通過變壓器磁芯的磁力線其方向和大小隨之變化，使得磁芯內部分子相互摩擦，放出熱能，從而損耗了一部分電能，這便是磁滯損耗。二是渦流損耗，當變壓器工作時。磁芯中有磁力線穿過，在與磁力線垂直的平面上就會產生感應電流，由于此電流自成閉合回路形成環流，且成旋渦狀，故稱為渦流。渦流的存在使磁芯發熱，消耗能量，這種損耗稱為渦流損耗。三是剩余損耗，在磁芯磁化或反磁化的過程中，磁化狀態并不是隨磁化強度變化而立即變化，有個滯后時間，滯后效應便是引起剩余損耗的原因。
下面我們開始來討論下變壓器的銅損。
變壓器的銅損即變壓器繞組的損耗，包含直流損耗與交流損耗。
直流損耗主要是因為繞變壓器的銅漆包線，對通過它的電流有一定的阻抗（Rdc）而引起的損耗。此電流指的是各個繞組電流波形的有效值。直流損耗跟電流大小的平方成正比。
相對來說，交流損耗就復雜得多，包含繞組的趨膚效應，臨近效應引起的損耗，同樣還包括各次諧波引起的損耗。
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@心中有冰
下面我們開始來討論下變壓器的銅損。變壓器的銅損即變壓器繞組的損耗，包含直流損耗與交流損耗。直流損耗主要是因為繞變壓器的銅漆包線，對通過它的電流有一定的阻抗（Rdc）而引起的損耗。此電流指的是各個繞組電流波形的有效值。直流損耗跟電流大小的平方成正比。相對來說，交流損耗就復雜得多，包含繞組的趨膚效應，臨近效應引起的損耗，同樣還包括各次諧波引起的損耗。
先說直流阻抗，形成原因上面說了。下面我們來分析怎樣減少直流損耗
首先，給出直流損耗計算公式：Pdc=(Irms)^2*Rdc
由上面的公式可見，對于電流有效值一定的情況下，只要降低繞組的直流等效電阻就可以降低繞組的直流損耗。
我們知道繞組的電阻與材質，長度，截面積甚至溫度（關系很小）等有關，那么我們就可以采用如下方法來降低繞組的直流損耗：
1、采用電阻率小的導體來繞制變壓器，一般采用銅漆包線，盡量不用銅包鋁漆包線或鋁漆包線
2、在變壓器窗口面積允許的情況下，盡量用大一點的等效截面積的漆包線(單根線不要超出穿透深度，后面會分析)
3、適當減少繞組的匝數（會增加鐵損），慎用
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@心中有冰
1、變壓器的繞法有無數種，那種相對較好也無法回答，因為變壓器結構，電路拓撲不同，所采用的繞法也會不相同，漏感與耦合方面的請參照第3貼2、磁芯的最佳工作溫度為80-110度，你可以根據結構與散熱條件來等因素來設定磁芯的溫度，不過實際的工作穩定往往不是某幾個因素能決定的，需要綜合考慮，具體可見第6樓sixbrother的論述。3。關于選擇磁芯，可以根據AP法來計算。當然還有許多因素共同決定的，比如結構尺寸，散熱條件，電路拓撲，成本，溫升要求，效率，輸出電壓的路數，輸入輸出電壓電流的大小……總之這些不是一句話能說清楚的，選擇合適的磁芯，需要豐富的理論與實際工程經驗
前輩你好：
3。關于選擇磁芯，可以根據AP法來計算。在功率小的時候，我用AP法來選磁芯還沒遇到問題，可當功率稍大些，比如10幾個KW時，發現用AP法算下來的值很夸張，一般會需要好幾個磁芯并在一起，窗口面積也顯得太小了（主要是電流大繞線粗的緣故），能否給點建議。
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@lionxiao7
前輩你好：3。關于選擇磁芯，可以根據AP法來計算。在功率小的時候，我用AP法來選磁芯還沒遇到問題，可當功率稍大些，比如10幾個KW時，發現用AP法算下來的值很夸張，一般會需要好幾個磁芯并在一起，窗口面積也顯得太小了（主要是電流大繞線粗的緣故），能否給點建議。
10幾個KW的功率我還真沒有做過，沒有相關經驗，談一下個人看法，供參考。
大功率的電源一般頻率跑得比較低，deltB也選得很低，各種分布參數對電源的影響非常大，一般比較難精確計算損耗值，所以很多人都是憑經驗選取磁芯。
你說的磁芯并聯，可能是為了發熱平衡的設計
再說大功率的成本壓力非常小，一般都是把余量放得很足，有利于電源長期穩定的工作
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冰班竹說的非常正確,對於初學者,我給幾個建議:
1.由於鐵損涉及價格,若保持競爭力情況下,我都只考慮磁滯損耗,且故意操作在距離飽和前500高斯,以免浪費.例如PC40號稱常溫4000高斯飽和,但查表在100度C下,只剩3200高斯,故我設計在2500~2800不敢再高了.萬一飽和會炸機.如此就只剩查表的工作,也就是這變壓器的鐵損會因為您設計的(磁通)(頻率)(重量)就得到損失多少鐵損.
2. 銅損部份因為EMI與電解電容ESR特性,一般頻率操作在65KHz,所以只要線徑小於0.6mm,則集膚效應所影響不大,因為高頻會跑表層,若線太粗則中心形同無效.若120KHz則分細線至少0.4mm以下. 如此的話就可以簡單的計算I平方R就好,溫度方面以安規ClassB標準,在常溫下變壓器85度C,那麼50度C操作環境就到頂端110度C,再加10度C的溫度線誤差時,120度C是安規可接受頂線,還有另一點是電解電容只耐105度C,變壓器太燙的話,電容也會烤乾的.
3. 功率建議以Ae值評估,原因是必須在不飽和與價格上取平衡點,選大了貴,選小了要不圈數多時銅線燙,要不圈數少時GAP大卻造成漏感大以及Core和MOSFET燙. 比如
3~5W選EE13, Ae約0.18
5~12W選EE16~EE19, Ae約0.2~0.24
10~20W選EF20~EF25,Ae約0.33~0.51
25~40W選EF25~ER28或RM8~RM10, Ae約0.51~0.78
40~60W選RM10 PQ2625 或ER35 EI40或者POT30, Ae約0.9~1.5
60~120W選 POT33~EE4215,Ae約 1.5~2.1
以上是FLYBACK 架構,若是Forward其變壓器只負責傳送,實際儲能在後級電感,其功率越高鐵芯越大,但選太大, 老闆的頭會大.
4. 繞法跟效率與EMI關係密切,當然漏感越小效率越高,問題是哪兒高,是AC90V滿載高嗎?還是AC264V 25%載效率高,答案是全部都有. 至於AC90V滿載則是輸出線徑粗時效率高,原因只是歐姆定律,而AC264V 25% load效率則在於Lp感量高才能將Duty拉開,而IC降頻也有推波助瀾效果. 可是漏感越好,如同原邊的老公跟次邊的老婆親密度類似,當然越多人夾越多層,最好都別穿衣服(沒有隔離銅箔檔著),那麼漏感肯定降到3%以下.只是若沒有隔離銅箔檔著,那麼原邊的Noise跑到次邊上傳出去發射在空中就是很悽慘的EMI. 我以往會做三明治夾法(2原1次),而次邊兩旁2個隔離銅箔檔著,徹底將Noise檔著犧牲效率,只要繞線平整就好,後來為了Energy star 2.0的四點平均效率提升,只好善用IC的抖頻而隔離同箔只留裡面一層.
5. 主變壓器一般使用B=V x T x 10^8 / Ae Np計算是因為MOSFET將Bulk CAP電壓通到變壓器,所以電壓固定值, Ton時間決定B. 但是PFC Choke與 Forward的輸出儲能Choke都是串聯在電路上,須要用 I x R來取代 V x T才不容易算錯
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@林建良
冰班竹說的非常正確,對於初學者,我給幾個建議:1.由於鐵損涉及價格,若保持競爭力情況下,我都只考慮磁滯損耗,且故意操作在距離飽和前500高斯,以免浪費.例如PC40號稱常溫4000高斯飽和,但查表在100度C下,只剩3200高斯,故我設計在2500~2800不敢再高了.萬一飽和會炸機.如此就只剩查表的工作,也就是這變壓器的鐵損會因為您設計的(磁通)(頻率)(重量)就得到損失多少鐵損.2.銅損部份因為EMI與電解電容ESR特性,一般頻率操作在65KHz,所以只要線徑小於0.6mm,則集膚效應所影響不大,因為高頻會跑表層,若線太粗則中心形同無效.若120KHz則分細線至少0.4mm以下.如此的話就可以簡單的計算I平方R就好,溫度方面以安規ClassB標準,在常溫下變壓器85度C,那麼50度C操作環境就到頂端110度C,再加10度C的溫度線誤差時,120度C是安規可接受頂線,還有另一點是電解電容只耐105度C,變壓器太燙的話,電容也會烤乾的.3.功率建議以Ae值評估,原因是必須在不飽和與價格上取平衡點,選大了貴,選小了要不圈數多時銅線燙,要不圈數少時GAP大卻造成漏感大以及Core和MOSFET燙.比如3~5W選EE13,Ae約0.185~12W選EE16~EE19,Ae約0.2~0.2410~20W選EF20~EF25,Ae約0.33~0.5125~40W選EF25~ER28或RM8~RM10,Ae約0.51~0.7840~60W選RM10PQ2625或ER35 EI40或者POT30,Ae約0.9~1.560~120W選POT33~EE4215,Ae約1.5~2.1 以上是FLYBACK架構,若是Forward其變壓器只負責傳送,實際儲能在後級電感,其功率越高鐵芯越大,但選太大,老闆的頭會大.4.繞法跟效率與EMI關係密切,當然漏感越小效率越高,問題是哪兒高,是AC90V滿載高嗎?還是AC264V25%載效率高,答案是全部都有. 至於AC90V滿載則是輸出線徑粗時效率高,原因只是歐姆定律,而AC264V25%load效率則在於Lp感量高才能將Duty拉開,而IC降頻也有推波助瀾效果. 可是漏感越好,如同原邊的老公跟次邊的老婆親密度類似,當然越多人夾越多層,最好都別穿衣服(沒有隔離銅箔檔著),那麼漏感肯定降到3%以下.只是若沒有隔離銅箔檔著,那麼原邊的Noise跑到次邊上傳出去發射在空中就是很悽慘的EMI.我以往會做三明治夾法(2原1次),而次邊兩旁2個隔離銅箔檔著,徹底將Noise檔著犧牲效率,只要繞線平整就好,後來為了Energystar2.0的四點平均效率提升,只好善用IC的抖頻而隔離同箔只留裡面一層.5.主變壓器一般使用B=VxTx10^8/AeNp計算是因為MOSFET將BulkCAP電壓通到變壓器,所以電壓固定值,Ton時間決定B.但是PFCChoke與Forward的輸出儲能Choke都是串聯在電路上,須要用IxR來取代VxT才不容易算錯
多謝林版主的精彩總結！的確是非常實用的經驗之談。
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@林建良
冰班竹說的非常正確,對於初學者,我給幾個建議:1.由於鐵損涉及價格,若保持競爭力情況下,我都只考慮磁滯損耗,且故意操作在距離飽和前500高斯,以免浪費.例如PC40號稱常溫4000高斯飽和,但查表在100度C下,只剩3200高斯,故我設計在2500~2800不敢再高了.萬一飽和會炸機.如此就只剩查表的工作,也就是這變壓器的鐵損會因為您設計的(磁通)(頻率)(重量)就得到損失多少鐵損.2.銅損部份因為EMI與電解電容ESR特性,一般頻率操作在65KHz,所以只要線徑小於0.6mm,則集膚效應所影響不大,因為高頻會跑表層,若線太粗則中心形同無效.若120KHz則分細線至少0.4mm以下.如此的話就可以簡單的計算I平方R就好,溫度方面以安規ClassB標準,在常溫下變壓器85度C,那麼50度C操作環境就到頂端110度C,再加10度C的溫度線誤差時,120度C是安規可接受頂線,還有另一點是電解電容只耐105度C,變壓器太燙的話,電容也會烤乾的.3.功率建議以Ae值評估,原因是必須在不飽和與價格上取平衡點,選大了貴,選小了要不圈數多時銅線燙,要不圈數少時GAP大卻造成漏感大以及Core和MOSFET燙.比如3~5W選EE13,Ae約0.185~12W選EE16~EE19,Ae約0.2~0.2410~20W選EF20~EF25,Ae約0.33~0.5125~40W選EF25~ER28或RM8~RM10,Ae約0.51~0.7840~60W選RM10PQ2625或ER35 EI40或者POT30,Ae約0.9~1.560~120W選POT33~EE4215,Ae約1.5~2.1 以上是FLYBACK架構,若是Forward其變壓器只負責傳送,實際儲能在後級電感,其功率越高鐵芯越大,但選太大,老闆的頭會大.4.繞法跟效率與EMI關係密切,當然漏感越小效率越高,問題是哪兒高,是AC90V滿載高嗎?還是AC264V25%載效率高,答案是全部都有. 至於AC90V滿載則是輸出線徑粗時效率高,原因只是歐姆定律,而AC264V25%load效率則在於Lp感量高才能將Duty拉開,而IC降頻也有推波助瀾效果. 可是漏感越好,如同原邊的老公跟次邊的老婆親密度類似,當然越多人夾越多層,最好都別穿衣服(沒有隔離銅箔檔著),那麼漏感肯定降到3%以下.只是若沒有隔離銅箔檔著,那麼原邊的Noise跑到次邊上傳出去發射在空中就是很悽慘的EMI.我以往會做三明治夾法(2原1次),而次邊兩旁2個隔離銅箔檔著,徹底將Noise檔著犧牲效率,只要繞線平整就好,後來為了Energystar2.0的四點平均效率提升,只好善用IC的抖頻而隔離同箔只留裡面一層.5.主變壓器一般使用B=VxTx10^8/AeNp計算是因為MOSFET將BulkCAP電壓通到變壓器,所以電壓固定值,Ton時間決定B.但是PFCChoke與Forward的輸出儲能Choke都是串聯在電路上,須要用IxR來取代VxT才不容易算錯
林版主深入淺出形象生動的講解，讓人受益匪淺~
建議能有加分機制，就是對于 精彩發言，可以給加分。
雖然論壇積分是虛幻的，不過還是感覺等級越高越好啊，嘿嘿~
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