應該不是內部的原因

Ika=Vo-Vka-Vf/R6

這個值應該是個直流。但是今天我才發現竟然不是的，然后看到網友說是因為補償引起的。當是我的疑問就是，發光側既然不是直流，那受光側也不是的啊，這樣FB的電壓豈不是一直變化啊。

用示波器測.

受光側的電流是直流，FB的電壓也很穩定。

關鍵就是不知道這個過程是怎么實現的啊，發光側的電流不就相當于Ib嗎，三極管工作在線性放大區，Ic應該和Ib成線性關系啊。。。

這個問題問的真好

是的。就是這個情況。

不過我認為受光側并聯的電容只是為了防止一些尖峰出現而添加的，有很多電源并沒有那個電容。呵呵。如果輸出端的負載范圍不是很大的話，那個電容估計也沒有加的必要。這是我的理解。。。

我在論壇里看到大家提到說是受到補償的影響，其實具體的分析我也不是太明白，呵呵。

那些什么零點，極點的，沒學過自動控制。。。

暈，回復被和諧了，簡單點吧,看規范：TL431設計使用規范 

具體來說吧，TL431是對輸出電壓進行快速的跟蹤并控制光耦的，實際上，輸出電壓是存在一定的紋波比例的，而這個紋波幾乎都有相應的峰值頻率范圍（要減少紋波其實是先把大的紋波先減掉），由于TL431的響應速度可以很快，出于系統的穩定要求，既要把紋波減下來，又要避免TL431出現自激和R端受到其他信號的干擾（因為TL431的信號放大倍數遠大于1000倍），所以需要合理的補償，最偷懶的方法就是直接在TL431的R,K之間并聯一個104-224的電容，如果有多個頻率范圍的紋波干擾，那就再增加一個RC串聯回路。

像樓主這樣監控到交流信號的話，那受光側應該是變化很輕微的直流。

不好意思，哥們

果然是FB并聯的電容把紋波都給濾掉了，呵呵

光耦中的電流，是直流上疊加小的交流信號，不可能是純直流~

占空比始終在不斷的調節，脈寬也始終在變化的，只是用示波器很難看到~

恩，今天也測試了一下。受光側的電流很平滑，因為在CE兩端并聯了一個1000P的電容，把電容拿掉后，電流變得不是很平滑了。

講得太好了，放大倍數和自激是關鍵

非常感謝您的解答，大概的情況知道了，有些細節還需要消化一下。

再次感謝。

一樣的電路，有不同的表述，但是內在的功能是一致的。

431這個東西跟光耦是絕配，431很像跨導運放，gm值非常大。

所謂的相位補償，其實就是在環路上增加了積分電路，可以看成是PI調節器的積分環節。增加積分環節能迅速衰減反饋的高頻分量，而對低頻信號則可以快速響應。

電源ic的fb端其實不是想象中的“斯文”的調節，而是動態快速的調整，占空比的變化也是快速細微的調整，但是由于輸出濾波電路的作為，輸出電壓很穩定，FB的變化更快，看起來就像不動

在431端加電容和ce端并聯電容的作用是一樣的，只是在431端只要加很小的電容就可以了

另外，要注意，這個電容不能隨意加的哦，電容量太大，容易引起輸出電壓的超調，不能跟蹤負載快速的變化

您提到了FB的電壓問題，在這里我想請教一下。

PC的受光側電流變化就會調整占空比，那可不可以說我調整R6的大小就可以調整占空比了呢

囧

光耦里面的三極管工作在放大器，本身就是“可調電阻”呀。如果你調整R6的速度，可以跟得上輸出級電壓調整的速度，理論也是可以達到你的目的的

數字電源就是用軟件算法模擬這個過程

其實我的問題是，咱們在計算電源的占空比時，都是通過負載和輸入電壓來求出來的。而現在貌似這個R6也能控制占空比了啊。我舉個例子你看下，不知道是不是我理解錯了。

比如我選擇了R6的值以后，就會通過I=Vo-Vak-Vf/R6得出一個電流值，在這個電流值的情況下，FB的電流是和I成線性關系，此時IC存在一個占空比D1。

那么只要我調整了R6，根據公式我肯定就能得出一個D。好像D也受到這個東西的影響了啊，如果這樣的話，設計的時候這個R6是個重頭戲啊。

R6是個限流電阻,如果這個電阻太小，那么431很容易飽和，既然飽和了，當然就不能動態調整光耦。如果太大，可能431已經飽和了，R6的電流還不能驅動光耦三極管。

具體多大的數值要根據實際電壓估計，然后通過實驗調試確定。

開關電源沒有什么東西可以精確計算了，因為所有電壓電流都有諧波，而所有器件本身就是一個濾波器，呵呵

另外，你要關注一下光耦的CTR曲線，這玩意不是線性的，別老盯著R6想著怎么調。

你的任何電路設計，使用的任何元件都必須嚴格遵照芯片資料的規格描述，因為那些東西是他們設計的，他們最了解這些元件的缺陷。

認真看芯片資料，不回你的帖子了啊

附議

 補充一下，R17提供死區電流。在輸出電壓較低，比如3.3V的時候，就需要這個電阻。

TL431跟PC817就是絕配。