回顧我們在學校學習過的控制理論知識便知，所有控制系統(tǒng)均可以通過傳輸函數(shù)模塊得到簡化。峰值電流模式控制電源轉換器中的電壓控制環(huán)路也不例外。電壓環(huán)路 (TV(f)) 可以簡化表示為不同傳輸模塊的積（請參見圖 1）。首先是功率級控制輸出傳輸函數(shù) (GCO(f))，其表示為輸出電壓變化 (?VOUT) 與控制電壓變化 (?VC) 的比。請注意，該模塊實際為脈寬調制 (PWM) 調制器增益 (K) 和電源輸出濾波器增益 (GF(f)) 的組合。其次通常為控制傳輸函數(shù) (GC(f)) 的輸出有時稱作補償傳輸函數(shù)，可以表示為 ?VC與?VOUT 變化的比。如果使用了光隔離器，則也會有一個傳輸函數(shù)模塊 GOPTO(f)，其位于模塊 K 和 –GC(f) 模塊之間的連線上。

在電源控制環(huán)路 (TV(f))中，當環(huán)路為 180 度相位差時，其相當于交換反饋網絡 (GC(f)) 所用運算放大器的輸入極性。如果這種情況出現(xiàn)在反饋環(huán)路有一個環(huán)路增益時的電壓環(huán)路交叉，則其會變得不穩(wěn)定并突然開始振蕩。為了保證不出現(xiàn)這種情況，我們一般在電壓環(huán)路交叉設計 TV(f) 45 度的相位裕量 (PM)。在大多數(shù)開關模式電源中，控制環(huán)路最終都會接近 180 度相移。為了確保其不會導致環(huán)路不穩(wěn)定性，我們一般針對大于 6 dB 的增益裕量 (GM) 來設計，以確保 TV(f) 為 180 度相差時控制信號衰減。評估控制環(huán)路 (TV(f)) 時，相位裕量可讀作交叉期間的相位量。增益裕量可通過傳統(tǒng)方法計算得到，環(huán)路為 180 度相位差時，dB 增益為0 dB。增益及相位裕量原則是卓越控制環(huán)路設計的一個重要內容。

1.  電壓環(huán)路交叉時 PM ≥ 45 度
a. 環(huán)路增益 (TV(f)) 振幅為 1，0 dB 時。

2.  GM=0dB-180 度相移時的增益 > 6 dB

根據(jù)尼奎斯特 (Nyquist) 定理，要獲得電壓環(huán)路穩(wěn)定，交叉頻率 (fc) 需小于二分之一轉換器開關頻率 (fs)。

在峰值電流模式控制中，電壓環(huán)路應在 GCO(f) 中出現(xiàn)的雙極點以前在十倍速頻程 (decade) 范圍內交叉。根據(jù)所用拓撲，該雙極可能出現(xiàn)在二分之一開關頻率以下。使用網絡分析儀，讓設計人員可以準確地知道雙極點出現(xiàn)的位置。

加速小信號電壓環(huán)路 TV(f) 可減少輸出電容組。請記住，大多數(shù)開關模式電源中都有一種可抑制突然電流變化的電感。大信號電流躍遷會通過 COUT和 COUT 的 RESR。要達到大信號瞬態(tài)規(guī)范，要求選擇 COUT 和 RESR 來延遲和抑制大電流負載瞬態(tài)。在選擇設計要求的輸出濾波器電容時，下列方程式應會有所幫助。變量 ITRANSIENT 為大信號瞬態(tài)電流負載階躍，而變量 dt 為輸出電容抑制大信號瞬態(tài)的預計時間。變量 IAVERAGE 為負載階躍以后的平均電流。極端情況是從零負載階躍到全負載狀態(tài)。這些方程式讓 RESR承受了 90% 的負載瞬態(tài)，另外 10% 由 COUT 承擔。

給份資料:

反饋運算放大器的穩(wěn)定性分析及補償技術 

頂起！

作為應用工程師,每天接觸的是電源的設計工程師,發(fā)現(xiàn)不管是電源的老手,高手,新手,幾乎對控制環(huán)路的設計一籌莫展,基本上靠實驗.靠實驗當然是可以的,但出問題時往往無從下手.

我想請高手出來告訴大家實際應該如何去調

我發(fā)現(xiàn)好多計算出來的結果在實際中根本不行!

怎么解釋?

我再上兩圖.說說他們的區(qū)別,各自增益是,?他們傳輸函數(shù)是?

圖一

圖二

有高手可以解析的嗎?

可以,給個增益 及相位圖嗎?

哎,看來只有靠自己了

我發(fā)現(xiàn)的卻別就是下圖比上圖多了兩個電阻，在模擬課本上，都說在運放輸入前接一個電阻可以起到改善  ……特性，至于計算公式，相位圖我也給不出來

占位坐等高手來！

先mark，看得懂的時候再來……