驅動電路設計是功率半導體應用的難點，涉及到功率半導體的動態過程控制及器件的保護，實踐性很強。為了方便實現可靠的驅動設計，英飛凌的驅動集成電路自帶了一些重要的功能，本系列文章將以雜談的形式講述技術背景，然后詳細講解如何正確理解和應用驅動器的相關功能。

MOSFET功率半導體是電壓型驅動，驅動的本質是對柵極端口的電容充電，驅動峰值電流是受功率器件驅動電阻和驅動器內阻影響的，而驅動功率則由柵極電荷、驅動電壓和開關頻率決定。因為柵極電荷也決定這功率器件的開關行為，所以理解柵極電荷對于驅動設計很重要。

柵極電荷

IGBT的柵極對外顯示出類似電容的特性，即柵極電荷由驅動提供給柵極電壓和器件柵極電容決定，即：

如果電容的數值是恒定不變的，電壓與電荷就呈簡單的線性關系。但是IGBT的柵極等效電容則不一樣，是非線性的。圖1給出了柵極電荷QG標幺值和柵極電壓UGE的關系，是分段線性的，拐點發生在器件狀態發生變化時，最終驅動電壓到15V設計值，充電電荷到達E點。

圖1. 柵極電荷QG標幺值和柵極電壓UGE的關系

圖中可以看到柵極電荷充電過程可以分為四個區域。

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在時間A處，柵極電荷處于積累模式。在時間段AB之間對電容CGE充電，UGE根據式(10.2)上升。在實際的應用之中，時間tA-B由柵極電阻(包括器件內部和外部電阻)和等效柵極電容決定，所以，CGE不是線性上升，而是按指數規律上升。

在絕大多數應用中，驅動電源是一個電壓源，因此在開通過程中，由于驅動電壓下降，柵極電流IG的增大依賴于時間。用一個電流源代替電壓源驅動IGBT，可以實現UGE的線性增大，因此Q/U的梯度總是線性的。

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在時間B處，UGE到達了平帶電壓UFB，受電壓影響的MOS電容(屬于CGE的一部分)不再影響充電過程。這時相比于時間段AB，CGE的值降低。相應地，柵極充電斜率上升。在時間段BC之間，柵極電壓UGE,B-C超過柵極閾值電壓UGE(TO)，所以IGBT開始工作。

平帶電壓UFB描述了在某一時間,柵極表面和下層半導體金屬氧化層(兩者之間有柵極氧化層隔離)之間的電位相同。這時,由于柵極電荷和半導體電荷互相抵消,半導體金屬氧化層的能帶是平坦的。

在A到C階段，驅動器在給CGE充電，電荷為QGE。

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在時間段CD，柵極的充電過程是由反饋電容CGC(也叫作密勒電容)決定的。這時，集-射極電壓UCE不斷降低，電流IGC通過CGC給柵極放電，這部分電流需要驅動電流IDirver來補償。這時柵極出現一個恒定的電壓，這種現象叫作密勒電壓或密勒平臺。我們可以說驅動器在給CGC充電，電荷為QGC。

由于集電極-發射極之間的電壓變換率為負，所以CGC上的電流也負值，比如，集電極-發射極電壓由近似直流母線電壓UDC降為飽和電壓UCEsat。

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IGBT一旦進入飽和，此時的電壓為飽和電壓UCEsat，dUCE/dt會下降到零，也沒有任何反饋。在到達時間點E之前，驅動電流會對柵極一直充電，其效果和在AB段相似。

不同廠家的數據手冊和應用文檔都給出了類似于圖1的柵極電荷充電曲線，也給出了在時間點E時的電荷QG=f(UGE)。

如果給出了IGBT柵-射極之間的推薦電容CGE，就可以根據該電容得出柵極充電曲線或者充電電荷QG。因為柵極電荷與溫度幾乎無關，所以柵極電荷測量都是在環境溫度為25℃時完成的。但是柵極電荷與IGBT的技術和標稱電流有關。

由于柵極幾何結構上的不同，溝槽柵IGBT比平面IGBT具有更高的柵極電荷，微溝槽技術的器件柵極電荷會相對更大一些，因為IGBT設計中可以提高柵極密度，做一些偽溝槽來平衡器件的電容，提高器件的抗干擾能力。所以對于微溝槽柵IGBT，柵極電容CGE和充電電荷QG的值相對大一點，所以，微溝槽柵IGBT需要提供更大的驅動功率。

利用QGC確定開通電阻

選擇柵極電阻是設計柵極驅動電路的重要步驟。開通過程中功率開關管（如IGBT）的柵極通過柵極電阻被充電至接近VVCC2，關斷過程中利用柵極驅動器IC內部的源極和漏極晶體管向VVEE2放電。

基于MOSFET輸出的柵極驅動器輸出可以簡化為動態電阻（RDS,source，RDS,sink），在開關過程中會出現壓降（VDS,source,VDS,sink）。

開通電阻的選擇要考慮兩個過程：

1

在初始狀態，即時間tA時，柵極電位與VEE2引腳相同。在此階段，電源電壓VCC2-VEE2在內部柵極電阻RDS,source、外部開通柵極電阻RG,ON以及功率半導體開關內部柵極電阻RG,int之間分配。這是柵極驅動器需要輸出最大電流，要通過設計外部柵極電阻保證合適脈沖電流值。

2

在tC與tD之間，柵極電壓和柵極電流保持恒定，這時是在給柵極集電極電容CGC進行充電。這是功率晶體管開-通過程中的一個重要過程。上面提到的米勒平臺，其持續時間由驅動電流的大小決定。因此，使用大平均電流的柵極驅動器可以實現更快的開通速度。在此平臺時間內，集電極－發射極電壓（VCE）降至其飽和電壓。同時決定器件C-E兩端的dV/dt，米勒平臺越短，dV/dt越高。開通電阻RG,ON和米勒平臺時間tON的關系如下：

其中QGC是圖1中C時刻到D時刻的充電電荷。如果有明確的米勒平臺時間tON設計目標值，可以利用上面公式得出RG,on。

注：Vpl是米勒平臺電平電壓

利用QG計算功耗

通過計算功率晶體管的總柵極荷QGtot、供電電壓 VVCC2–VVEE2、開關頻率fS及外部柵極電阻，來估算輸出部分的損耗。由于許多設計在開通和關斷時使用不同的電阻器，因此必須考慮開通和關斷的不同情況。這會產生一個特定的損耗分布，取決于：

■ 外部柵極電阻RGon,ext與RGoff,ext；

■ 柵極驅動器輸出部分的內部阻抗，RGon,IC和RGoff,IC；

■ 功率器件的內部柵極阻抗，RG,int。

利用QG設計電源退耦電容

驅動器輸出側電源的電容器需要足夠大，以保證在功率開關開通時的電源電壓降在設計期望值內。這個值與QG有關，可以使用以下方程式初步估算電容器：

此處的IQ2代表柵極驅動器的拉（源）靜態電流，fsw是開關頻率，QG是功率晶體管的總柵極荷，而ΔVVCC是柵極最大電壓變化。考慮到電容器和柵極電荷參數的誤差典型值，額外增加了20%的余量。

例如，如果以15kHz的頻率驅動柵極電荷為QG=160nC的英飛凌TRENCHSTOP™ IGBT4 IKW40N120H3為例，柵極驅動器輸出側靜態電流最大值為3mA（1ED3321），允許200mV的柵極電源電壓變化，則所需的最小電容為：

考慮電容值受溫度的影響，應至少選擇一個大于4倍的值，比如10uF的電容器。此電容器用于隔離型柵極供電電壓，應盡可能靠近VCC2和VEE2引腳放置。為了抗噪去耦，應在引腳VCC2與VEE2之間放置一個100nF的電容器。

理解柵極電荷對于驅動設計很重要，它能幫助你計算驅動器功率，選擇合適的驅動電阻和驅動芯片。并設計合適的驅動電源和滿足預期的功率器件開關速度。

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