反激变换器的微型并网逆变器，为了优化效率，通常会使用临界导通模式工作，让开关管工作在谷底或者是零电压开关工作区域。但是在电网过零点附近的电压幅值低，进网电流也小，为了实现临界模式工作，需要让系统的开关频率升高，加大了开关损耗，降低了转换效率。
上图为基于反激的微型逆变器原理图，其中电网侧H4全桥仅用于换向，将反激输出的电流在正确的电网电压极性上注入到电网。通过控制反激变换器的开关管Q1，将PV面板输出的电流流入变压器。当关闭Q1后，变压器向副边输出电流，D8导通整流，实现将PV的电流注入到电网，以实现并网工作的目的。流过变压器的电流示意图：
反激Q1开关频率随着电网电压瞬时值的变化趋势，为了保证Q1持续地，在不同的负载情况下都工作在临界导通模式，那么其开关管的工作频率在正弦电压零点附近和轻负载工作时，将不会不可避免的增大，开关评论增大后，虽然可以实现ZVS的工作，但是磁心损耗增大，系统的转换效率也会明显恶化。
因此为了提升工作效率，从开关频率的变化角度来看，可以改为在AC电网零点附近固定频率DCM工作，让随着电网角度变化，并网输出功率增大后进入CRM变频工作，可见下图所示。
下图是反激微逆拓扑，需要采样AC电网电压和PV输出电压。
对AC采样电压进行锁相环操作，提取电网的相位角度，并定义在AC电压零点附近需要进入降频工作的电网相位角度，当电网角度大于设定的降频角度后，将不进入降频率工作模式，以CRM模式进行工作。下图中theta_set是降频工作的电网角度，TD是引入到开关周期中的时间。降低工作评论是思想在于，增大TOFF时间，TD是变压器电流下降到零之后，反激开关管开始进入谐振的时间。
因此为了补偿因为降低开关频率而引入的TD时间，还需要为TON时间做补偿。在反激并网控制中，核心控制算法是控制次级放电的电流平均值跟踪AC电网电压波形，并因为次级的放电电流与原边在TON阶段流过的电流成比例关系，这个关系与变压器匝比和当前的占空比有关系。在一个稳态的CRM模式工作的周期里，次级的放电电流只与原边开关的TON时间有关系。通过增大TON即可增大次级对电网的放电电流，来实现调节并网功率的目的。
因此TD的引入后降低在次级在原边开关关闭后，次级绕组对电网放电阶段的周期平均值，导致并网电流减少，减少部分与TD在整个开周期内的占空比有关系。所以补偿TD引入后并网在开周期的平均值减少的方法就是补偿TD带来的影响，就是：
所以要引入多少TD时间长度，那么就需要计算出需要补偿的Gtd系数，然后用于增大TON时间。但是TON增大后，IPK会增大，那么在关闭开关后从IPK下降到零的时间也会变化。所以引入TD后，TON和TOFF的时间同时都增大了，再加上引入的TD，等效的整个开关周期的增大了，工作频率也就减少了，实现所提的目的，通过引入TD时间来实现对开关频率的降低目的。
下图是开关频率和TON的控制实现，MPPT环输出反激微逆的TON时间幅度，乘以锁相环输出的电网相位角度得到以TON为幅度的100HZ馒头波，将该值作为微逆的原边开关控制量。然后由于反激的输出被电网电压钳位，次级的绕组的输出电压基本可以看作是电网电压的瞬时值，因此可以计算出TOFF时间为：
然后锁相环的输出等于电网角度乘以幅值，因此可以看作是幅值乘以一衰减系数kac：
最终开关周期与电网瞬时值，匝比，PV输出电压瞬时值，MPPT输出的TON幅值，和电网衰减系数kac有关系，所以可以根据MPPTout计算出TSW的周期长度。用于实现当前TON阶段下的CRM区域的开关周期长度。
为了实现降频率工作，引入的TD时间，需根据与TSW周期的比例来计算出Gtd补偿TON的系数：
所以最终引入TD时，先根据之前开关周期的TSW值，和所引入的TD时间计算出Gtd系数，然后乘以到MPPTout中用于增大TON的幅值，然后根据TSW的计算方法重新计算出经过补偿后的TON时间对应的CRM开关周期，让再把TD时间加到CRM的周期TSW中，将Tsw_new输出到PWM模块实现调频工作。
调频PWM实现由积分器实现，它接受设定一个斜率，输出值以斜率乘以时间来增大，输出是一个上升沿，当输出达到微逆并网控制算法所计算出的Tsw_new时，RE4比较器会动作，输出高电平，经过上升边沿检ED4输出上升沿到积分器的复位输入，将输出的斜坡拉低到0，重新开始增大。因此使用积分器来实现了对开关周期的控制。然后再用RE3将积分器的输出ramp与TON的控制量比较，当小于时拉低PWM，到这里就实现了PWM的TON和TSW控制。可见下图是系统控制算法的变频控制和PWM产生的示意图，CH1中的红色是根据上诉算法计算出的Tsw_new开关周期值，绿色是积分器的斜坡输出，可见两者相等时，产生CH2的高电平复位信号，用于复位积分器的输出值。CH3中的绿色是积分器的输出，也是用于产生PWM ON的PWM载波PWM_RAMP，红色是上诉算法中所计算的TON设置值，两者相等时，拉低CH4的PWM ON输出。
由于系统的TON是跟随电网电压的瞬时值变化，所以计算出的满足微逆反激工作在并网模式的CRM区域时候开关周期TSW也是跟随着变化：
为了实现微逆的并网功率增大，使用了两路反激变换器进行并联交错工作。其中B路的时序控制方法为跟随主路所计算出的开关周期进行工作，为了实现180deg的相位交错工作，将A路开关周期计算算法中计算得到的开关周期长度值Tsw_new乘以0.5，表示实时的主路开关周期的一半位置，将Tsw_new*0.5与主路PWM RAMP比较，在两者相等处输出高电平，使用ED5抓到上升沿用于复位B积分器的RAMP输出，以此来实现B路与A路的同频180deg的相位交错的时序控制方法。可见下图所示，CH1绿色是A路的PWM RAMP，红色是Tsw_new*0.5实时计算值，在两者相等输出CH2的上升沿复位B路的积分器，实现交错的相位同步。CH3是A路的PWM RAMP，CH4是B路的PWM RAMP。
通过相位同步实现A和B路的PWM RAMP的相位同步后，利用前文中TON的计算值，与B路的PWM RAMP比较也就能产生B路的占空比PWM 输出。
下图是两路交错的运行波形，CH1绿色是A路的反击原边开关电压VDS，蓝色是B路反激的原边开关电源VDS，红色电网电压。CH2是两路反击原边变压器的电流，CH3是两路反击的次级变压器的输出电流，CH4是两路反击的PWM RAMP。可见通过上诉计算TON和开关周期的计算方法，可以实现两路反击交错的并网工作。
而当引入TD补偿和在AC电网零点两侧时，TD不为0，而是根据开关节点的谐振周期进行TD调整，如VDS电压的谐振周期为1us，则可以将TD设置位1us的整数倍，从而实现多谷底模式工作。下图是TD调节是示意图：
TD设置为1谷底：
TD设置第2谷底：
TD设置到第3谷底
因此可以将MPPT的输出与TD的数量进行标定，以所设置的MPPT最大功率点输出为1.0标定，对应到0固定也就是TD等于0。将系统的最大谷底数量设置为4谷底或者N谷底，然后根据MPPT的输出标定1.0除以所设定的最大谷底数量，将所计算出的谷底数量与功率标定点进行比较，来根据功率不同对谷底的选择。下表是设置四谷底的计算方法.
小结：通过引入多谷底谐振方法，降低在轻负载区域工作和电网电压零点附近的开关频率，从而优化反击并网逆变器的转换效率，降低发热量，提升可靠性。提出了一种基于反激变换器电路拓扑的并网逆变器在轻负载区域工作和效率优化控制方法。
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