作者：
Klaus Vogel、Jan Baurichter、Oliver Lenze、Ulrich Nolten、Alexander Philippou、Philipp Ross、Andreas Schmal、Christoph Urban
通訊作者：
KlausVogel（klaus.vogel@infineon.com） 德國英飛凌科技股份公司
論文篇幅較長，為了更詳細的為大家講解有關IGBT7 E7的芯片技術和EconoDUAL™ 3 IGBT7 900A 1200V產品，我們將分兩部分進行介紹，本文為第一部分：芯片特性。
發展新一代半導體的目標是提高功率密度，從而降低逆變器的系統成本。能在現有的模塊封裝中采用新技術，對于支持目前逆變器系統的升級至關重要。這種方法可以加快市場滲透。改進型IGBT和二極管的開關特性必須契合所選模塊封裝的特性。在考慮到振蕩特性時這一點尤為重要——因為模塊電流變大后，模塊內部雜散電感的優化是有限的。同時，改進封裝也是應對更大電流和更高溫度的一個重要途徑。這帶給新設備用戶的益處非常明顯：相同尺寸下逆變器的輸出電流更高，并且避免IGBT模塊的并聯。這兩種可能性都有助于簡化逆變器系統和降低成本。本文著重探討新款EconoDUAL™3的所有技術要素，它采用了中功率TRENCHSTOP™ IGBT7和面向通用型驅動應用的發射極控制EmCon7二極管。
1. 目標應用
新一代中等功率IGBT7的目標應用之一是功率范圍超出90kW的通用型逆變器（GPD）。如何良好應用IGBT7的關鍵是要考慮典型的應用參數，以了解它相比之前的IGBT4技術所具有的優化是通過什么改進手段取得的。
功率范圍超出90kW的GPD的開關頻率通常位于2 - 2.5kHz之間[1,2]。大多數逆變器制造商都采用先進的調制方法，比如可使開關損耗相比傳統的連續調制減少一半的不連續脈寬調制（DPWM）[3,4]。
下面的研究，并選擇1kHz和2.5kHz這兩個開關頻率（均為連續脈寬調制）來評估新技術。對采用DPWM的更高開關頻率，該評估結果也是有效的。而且，該應用的特色之一是，采用最高環境溫度為40℃的風冷擠壓式鋁散熱器。
標定GPD逆變器的標稱電流時，考慮了不同過載電流等級下的正常負載和過載。因此，IGBT所允許的最高工作溫度也必須考慮到這種工況。
最后，考慮到電機繞組壽命和驅動軸的腐蝕[5]，以及電磁兼容性（EMC），IGBT導通和關斷期間電壓變化率的最大梯度（du/dt10-90%）通常被限制在5 kV/μs（最大值）。
借助FF60012ME4_B72實現采用所有上述應用參數的模擬，結果顯示在圖1中。
圖1：FF600R12ME4_B72在350A和該功率等級對應的典型GPD工況下的損耗分布
圖注：
1.Dynamic losses:動態損耗
2.Conduction losses: 導通損耗
3.Power losses: 功率損耗
4.Switching frequency: 開關頻率
可以看出，IGBT和二極管的導通損耗比動態損耗大。開關頻率為1kHz時，導通損耗占半導體總損耗的83%；開關頻率為2.5kHz時，該比例為65%。結合這一點以及電機相關應用的開關速度不能增加到5kV/μs以上的事實，最終得出的結論是，優化器件性能的主要途徑是降低靜態損耗。
下面將基于上述技術背景，詳細介紹新技術的改進情況。
2. 1200V TRENCHSTOP™ IGBT7
中功率技術
1. 基礎知識
雖然最近問世的1200V TRENCHSTOP™ IGBT7低功率技術已針對標稱電流最高達到200A[6]的產品進行了優化，但本文著重探討的是最新的TRENCHSTOP™ IGBT7中等功率技術。該芯片適合用在標稱電流高達900A的EconoDUAL™ 3模塊中，這意味著電流值相比之前性能最好的600A EconoDUAL™ 3 FF600R12ME4_B72增加了50%。為此，須對芯片厚度和背面工藝進行優化，以期打造出一款軟開關器件，使其相比IGBT4導通損耗降低而動態損耗相似，同時維持充分的抗短路能力。通過圖2中所示的微溝槽（MPT）結構可以達到這個目的。
圖2：微溝槽單元，中間為溝槽通道，并有帶無源Mesa平臺和發射極溝槽的柵極溝槽選項[6]
圖注：
1.gate: 門極
2.emitter:發射極
3.n-doping: n型摻雜
4.field-stop region: 場截止區
5.p doping: p型摻雜
6.collector: 集電極
通過使用狹窄和平行排布的溝槽——被帶有源柵極溝槽（帶無源mesa平臺和發射極溝槽的柵極溝槽）的亞微米mesa平臺隔開，MPT-IGBT可以優化接觸方案，從而使得開關期間的載波能夠快速消除，也使得整個漂移區的電壓降能夠降低[7]。
2. 靜態損耗
圖3顯示了在室溫、125°C、150°C和175°C（只適用于TRENCHSTOP™ IGBT7）下，IGBT7 MPT技術和IGBT4相應的歸一化輸出特性。
圖3：在Vge =15V時測量120V TRENCHSTOP™ IGBT4相比1200V TRENCHSTOP™ IGBT7中等功率技術的歸一化輸出特性
在比較兩種IGBT技術時，發現在標稱電流下Vce,sat從2.05V降到1.70 V（降低350mV），說明器件性能已得到很大優化。
3. du/dt10-90%可控性
除了IGBT功率模塊的靜態特性外，動態開關特性對于整體性能也起著重要的作用。對于電壓變化率通常被限制在5kV/µs以下的驅動應用而言，作為外部門極電阻（Rg,ext）函數的du/dt10-90%的可控性屬于強制性要求。通常在導通期間，du/dt10-90%在溫度低（比如25°C）和電流小（比如標稱電流（Inom）的10%）的情況下達到最大值。關斷時，電壓變化率在電流較大（比如1·Inom）的情況下達到最大。圖4顯示了在上述條件下TRENCHSTOP™ IGBT4和IGBT 7在導通和關斷期間的du/dt10-90%。
圖4：分別用在EconoDUAL™ 3 FF600R12ME4_B72和 FF900R12ME7_B11中的TRENCHSTOP™ IGBT 4和IGBT 7在導通和關斷期間電壓變化率du/dt10-90%與Rg,ext的相對關系。
圖注：
1.Turn on：導通
2.Turn off: 關斷
除了du/dt10-90%相對外部門極電阻具有良好的可控性之外，該第七代芯片關斷時的du/dt可控性相比IGBT4也有改進。
4. 過壓和軟度
由于靜態損耗大幅降低，以及IGBT最高工作溫度Tvj,op從150°C（IGBT4）上升至175°C （IGBT7），每個器件的開關電流得以增大，這又會使電流變化率（di/dt）增大。要想在較大的電流下維持相同的開關速度，必須降低總雜散電感。這一要求可通過簡單的約束方程式???????? ? ???? =常數來概括[8]。
雜散電感對功率轉換器系統的影響，會在IGBT關斷期間引發出極其負面的效應。
IGBT集電極-發射極關斷過壓尖峰可通過公式????? = ???????? ? ???????? /????????來描述，從中可以看出，它與雜散電感及電流變化率成正比。電流波形也取決于在集電極和發射極之間施加的電壓。在關斷過程中給IGBT施加更高的電壓會使器件中的電荷更早地消除，而拖尾電流也會消失[8]。這意味著，導致過壓的寄生電感會加速電流下降，而這又會使過壓增大。
此外，較高的di/dt和L????可產生導致電磁干擾（EMI）的振蕩。這是激勵包含換向回路中的寄生電感和芯片電容的諧振電路的結果。
逆變器系統可能擁有較高的母排寄生電感，致使整個芯片上的電壓超出芯片擊穿電壓，進而導致模塊失效。導致過壓超標的最壞工況包括：在低結溫（由芯片開關更快所致）、高直流總線電平、或短路和大電流過載的狀態下進行開關。常用于減少這些過壓發生的方法有很多，其中包括：優化門極電阻值，增加緩沖電容器和電壓源有源箝位電路，或者利用開關速度較小的芯片。但這些方法都存在局限性。緩沖電容器不僅價格昂貴，還可能給主電容器組和從主電容器組產生額外的電流振蕩。有源箝位電路存在難以設計的問題。
由于需要將EconoDUAL™3外殼的載流能力最高提升至900A，所以雜散電感不能發生顯著的改變。因此，必須調整IGBT的關斷特性。結果是，TRENCHSTOP™ IGBT7能夠以與IGBT4在幾乎相同的di/dt下關斷600A電流時相似的最大過壓（Vce,max）關斷900A電流，結果顯示在圖5中。
圖5：TRENCHSTOP™ IGBT7關斷900A時和IGBT4關斷600A時的最大過壓（Vce,max）與外部門極電阻Rg,off的相對關系
在這一背景下，圖6顯示了FF600R12ME4_B72和FF900R12ME7_B11在外部門極電阻 Rg,off =6.8?（600A模塊）和Rg,off =2.4?（900A模塊）以及標稱電流和25°C下的關斷開關曲線，其中，di/dt達到最大，因而Vce,max也達到最大。
圖6：FF600R12ME4_B72在Rg,off =6.8?時和FF900R12ME7_B11在Rg,off =2.4?時的關斷曲線，其中，di/dt達到最大，因而Vce,max也達到最大
從中可以看出，TRENCHSTOP™ IGBT7在關斷電流提高了50%的情況下，仍擁有與IGBT4類似的開關特性。
5. 動態開關
圖7顯示了在不同的溫度下，IGBT4和IGBT7的關斷損耗（Eoff）與集電極電流Ic的關系。
圖7：FF600R12ME4_B72和FF900R12ME7_B11的關斷損耗（Eoff ）與集電極電流Ic的關系
事實上，降低飽和電壓和給定的器件軟度可提高集電極電流類似時的關斷損耗。因此，較之FF600R12ME4_B72，FF900R12ME7_B11的Eoff明顯增加了15-20%。所選的外部門極電阻與數據表中的值一致，這種方式是為確保IGBT和二極管在25°C時開關不會導致切斷振蕩。而且，在這些用于導通及關斷的門極電阻下，FF600R12ME4_B72和FF900R12ME7_B11顯示出的du/dt值非常相似（見圖3）。
與Eoff相反的是，當導通的集電極電流相似時，900A IGBT7模塊的導通損耗（Eon）低于600A IGBT4模塊，結果如圖8所示。
圖8：FF600R12ME4_B72和FF900R12ME7_B11的導通損耗Eon與集電極電流Ic的關系。插圖顯示的是Etot：Eon與Eoff之和
因此，IGBT的總損耗（Etot：Eon與Eoff之和）幾乎保持一致（如圖8中的插圖所示）。并且，當電流低于600A時，兩種模塊的損耗相同。為了完整起見，圖9顯示了FF900R12ME7_B11在溫度為25°C和175°C、及集電極電流為900A時的典型導通開關曲線。
圖9：EconoDUAL™ 3 FF900R12ME7_B11在25°C和175°C時的導通開關曲線
和預期一樣，溫度升高會導致電流變化率（di/dt）降低，進而致使感應電壓降下降。此外，通過反向恢復峰值增大可以看出，隨著溫度升高，二極管的恢復電荷會增加。下個章節將講述發射極控制的EC7二極管的更多詳細內容。
IGBT7可讓標準驅動應用具有足夠的短路能力，即，150°C時短路脈沖持續時間可能達到8µs以上，而175°C時可能達到6µs以上。
參考文獻
[1] WEG-cfw11-users-manual-400v-sizes-f-g-and-h-10000784107
https://static.weg.net/medias/downloadcenter/ha4/h8a/WEG-cfw11-users-manual-400v-sizes-f-g-and-h-10000784107-en.pdf
[2] SINAMICS G120, Power Module PM240, Hardware Installation Manual · 072009, Page 65
[3] M. Depenbrock: Pulse width control of a 3-phase inverter with nonsinusoidal phase voltages in Conf. Rec. IEEE Int. Semiconductor Power Conversion Conf., 1977, pp. 399–403.
[4] M. Bierhoff, et al., An Analysis on Switching Loss Optimized PWM Strategies for Three Phase PWM Voltage Source Converters, The 33rd Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society （IECON）, Nov. 5-8, 20
[5] K. Vogel, et al., Improve the efficiency in AC-Drives：New Semiconductor solutions and their challenges, EEMODS 2016, Helsinki
[6] C. R. Müller, et al., New 1200 V IGBT and Diode Technology with Improved Controllability for Superior Performance in Drives Application, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2018
[7] C. Jaeger, et al., A New Sub-Micron Trench Cell Concept in Ultrathin. Wafer Technology for Next Generation 1200 V IGBTs, ISPSD, Sapporo, Japan, 2017
[8] K. Vogel, et al., IGBT inverter with increased power density by use of high-temperature-capable and low-inductance design, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2012
