前面討論過電壓模式直接控制頻率的LLC，對諧振電流做峰值過流保護動作后，可能會進入不對稱PWM的諧振半橋工作模式，反而影響到可靠性。后面分析了原因，是因為無法保證諧振電容的電壓中點位置穩定。更多內容可見：《再談LLC的過流保護》。
于是乎我在想如果在電流模式控制的LLC諧振變換器上，過流保護的實現和系統的行為模式是該如何？更多關于NCP1399的文章：
一句話說清楚原理：
因此，NCP1339的諧振電容電壓峰值控制方法，可以保證從DC源進入諧振和變壓器的電流的周期積分是可控和被限制的，即使是發生短路和過流情況時，此種控制方法可以限制住諧振電容電壓的最大值，那么也等效限制了進入變壓器的電流最大值。可見下圖所示，諧振電容在短路時被頂到反饋所設置的最大值，并持續工作在反饋所設置的最大諧振電容電壓上。
那么就等于是進入諧振和變壓器的最大功率已經被反饋設置所卡死，因此只需要設置合適的諧振電容采樣的分壓比例，就可以很精確的限制輸入功率，進而防止過流和短路的損壞。如果在參數設置合理的情況下，這種控制方法，可以在過流和短路的狀態防止電流增大，此時輸出電壓下降，電壓閉環控制使得光耦電壓持續維持在最大值的飽和狀態，然后通過判斷光耦持續飽和電壓的時間或是諧振電容電壓峰值的計數器來實現重啟或鎖死保護。但是實際情況，依靠光耦飽和的計時就夠了嗎？
很明顯還不夠，從上圖可見：
1、即使頂到光耦設定的最大諧振電容電壓然后關閉PWM，此時諧振電流還在繼續增大，并不能說準確的限制住限制電流的變化。
2、容區工作沒法保護，假如諧振電容采樣系數設置的較小，那么頂到反饋設定最大值時，可能會掉落到容區：
所以這個也是僅依靠諧振電容峰值電壓來做控制的最大缺點。他并不能完全解決過流和短路時的容區和硬開關風險。從這個波形來看，想要解決這個瞬態的電流異常問題，還需要限制最大的開關周期。防止進入更低的開關頻率跌落到容區，可見這里的周期控制CT的電壓已經遠高于穩態周期長度。因此如果能限制最長周期，也不會突然跌落到容區里面，因為峰值電容電壓控制方法，它只看電容電壓，而容區它是不知道是否已經存在的。因此可以做最長TON時間限制，來對這里進行考慮：
可見，限制周期也并不能一定限制容區。到這里可見，NCP1399為了解決過流和短路的可靠性，提出了多個策略：1、諧振電容電壓峰值保護，2、反饋正向飽和保護，3、MAX TON限制，4、最大諧振電容電壓保護。
如果用戶仔細設計好諧振和電容電壓采樣參數，也能很好的工作，并無可靠性問題。
小結：NCP1399的過流和短路保護，需要仔細設計反饋最大值對應的諧振輸出功率，如果諧振電容的分壓系數設置過小，那是無法實現可靠的短路和過流保護的。即使NCP1399提出了多從考慮，但是也不能完完全全解決短路和過流時的容區和硬開關的問題，這個問題在MPS的HR1211上才得以解決，這個后面在繼續聊。
參考資料：NCP1399 DS，HR1211 DS
聲明：以上所有技術內容都來源于廠家提供的技術文檔。
下載關鍵字：NCP1399_OCP_0818